包伯成 馮 霏 潘賽虎

（常州大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院 常州 213164）

1 引言

脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modulation,PWM）技術(shù)是一種線性連續(xù)控制技術(shù)，已在電力電子技術(shù)中得到了廣泛的應(yīng)用[1-5]。常見的PWM 控制器有電壓型[2]、電流型[3,4]和電壓電流混合型[5]等多種，具有零穩(wěn)態(tài)誤差和恒定開關(guān)頻率等優(yōu)點(diǎn)。但PWM 控制器通常需要誤差放大器及其補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，影響了開關(guān)DC-DC 變換器的系統(tǒng)帶寬和瞬態(tài)性能。此外，PWM 開關(guān)變換器存在輕載工作效率較低等問題。在輕載工作時(shí)，脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation,PFM）開關(guān)變換器的轉(zhuǎn)換效率比PWM開關(guān)變換器的轉(zhuǎn)換效率要高許多[6,7]，但PFM 調(diào)制變換器的開關(guān)頻率會(huì)隨著輸入電壓和負(fù)載的變化而變化，給輸出濾波電路的設(shè)計(jì)帶來了困難。

PSM 技術(shù)是一種新型的非線性離散控制技術(shù)[8]，較適用于電感電流斷續(xù)導(dǎo)電模式（Discontinuous Conduction Mode,DCM）開關(guān)變換器。當(dāng)PSM 開關(guān)變換器在輕負(fù)載狀態(tài)工作時(shí)，由于PSM 控制器在輸出電壓高于基準(zhǔn)電壓時(shí)選用跨周期脈沖，PSM 技術(shù)能減少開關(guān)動(dòng)作次數(shù)[9,10]，從而使PSM 開關(guān)變換器具有較高的電源轉(zhuǎn)換效率。另外與PWM 控制電路相比，PSM 控制電路不需要設(shè)計(jì)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)[9]，對(duì)輸入和負(fù)載的變化具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。因此，PSM 技術(shù)被廣泛應(yīng)用在中小功率開關(guān)電源中。但PSM 技術(shù)也存在固有的缺點(diǎn)[11,12]，PSM 開關(guān)變換器的開關(guān)頻率不固定，且輸出電壓紋波比較大。為此，文獻(xiàn)[13]提出了改進(jìn)型PSM 技術(shù)，在輸出電壓紋波上取得了很大改善，但降低了瞬態(tài)響應(yīng)速度；文獻(xiàn)[14]提出了雙脈沖跨周期調(diào)制技術(shù)，把單控制脈沖擴(kuò)展為雙控制脈沖，這樣克服了PSM 開關(guān)變換器存在較大輸出電壓紋波的缺點(diǎn)。此外，脈沖序列（Pulse Train,PT）控制技術(shù)[15,16]、多電平PT 控制技術(shù)[17,18]以及雙頻PT 控制技術(shù)[19]等，也都是與PSM 技術(shù)工作原理相類似的非線性離散控制技術(shù)。

迄今為止，學(xué)術(shù)界和工業(yè)界對(duì)PSM 技術(shù)的研究?jī)H局限于工作于DCM 的開關(guān)變換器[8-13]。由于開關(guān)變換器工作在DCM 時(shí)具有軟開關(guān)轉(zhuǎn)換特性，可降低開關(guān)損耗和電磁干擾噪聲，因此在做中小功率開關(guān)電源的應(yīng)用設(shè)計(jì)時(shí)，一般選擇PT 和PSM 等離散控制開關(guān)變換器工作在DCM。然而，在寬輸入或?qū)捸?fù)載的電路參數(shù)變化時(shí)，開關(guān)變換器會(huì)運(yùn)行在CCM和DCM 兩種模式下，類似于PT 控制技術(shù)[16]，PSM技術(shù)也可應(yīng)用在這類開關(guān)變換器的控制中。此外，研究發(fā)現(xiàn)，PSM CCM 開關(guān)變換器與PSM DCM 開關(guān)變換器有著完全不同的控制性能，且PSM CCM開關(guān)變換器的控制性能更為復(fù)雜，容易產(chǎn)生輸出電壓低頻波動(dòng)現(xiàn)象。因此，無論是工程應(yīng)用還是理論研究，有必要把PSM 技術(shù)延伸到適用于CCM 開關(guān)變換器的控制中。

與固定導(dǎo)通時(shí)間控制Buck 變換器[20]以及PT 控制CCM Buck 變換器[16]相似，不同類型輸出電容即輸出電容ESR，對(duì)PSM CCM Buck 變換器的控制性能有著重要的影響。陶瓷電容作為輸出電容時(shí)，因較小ESR 會(huì)導(dǎo)致該變換器產(chǎn)生輸出電壓低頻波動(dòng)現(xiàn)象；而電解電容或鉭電容作為輸出電容時(shí)，因較大ESR 能確保該變換器輸出電壓紋波變化與電感電流紋波變化保持同步，從而抑制低頻波動(dòng)現(xiàn)象，但輸出電壓紋波仍然較大。通過引入ICRIF 方法，不僅可以抑制較小ESR 輸出電容對(duì)PSM CCM Buck 變換器控制性能的影響，還能進(jìn)一步降低輸出電壓紋波。

2 PSM CCM Buck 變換器與穩(wěn)態(tài)工作波形

2.1 PSM Buck 變換器

PSM Buck 變換器電路原理如圖1 所示，點(diǎn)畫線框外為變換器主電路，框內(nèi)為PSM 控制器。PSM控制器電路較為簡(jiǎn)單，由比較器、D 觸發(fā)器、邏輯門和時(shí)鐘產(chǎn)生電路等構(gòu)成。在每個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)刻，控制器對(duì)輸出電壓vo進(jìn)行采樣比較。當(dāng)反饋電壓vF小于基準(zhǔn)電壓Vref時(shí)，比較器輸出高電平，控制器發(fā)出功率脈沖作為控制信號(hào)，開關(guān)管S 導(dǎo)通，vo上升；當(dāng)vF大于Vref時(shí)，控制器不發(fā)出控制信號(hào)，開關(guān)管S 在此開關(guān)周期內(nèi)沒有動(dòng)作，即PSM 控制器跳過此開關(guān)周期，vo下降。

圖1 PSM Buck 變換器Fig.1 PSM Buck converter

若PSM 控制器在開關(guān)周期內(nèi)發(fā)出控制信號(hào)，則將此控制信號(hào)定義為占空比為D1的功率脈沖P1；若PSM 控制器在開關(guān)周期內(nèi)不發(fā)出任何控制信號(hào)，則將用占空比為D0=0 的跨周期脈沖P0來表示此周期被跨過。Buck 變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，PSM 控制器將產(chǎn)生由若干P1和P0組成的脈沖序列對(duì)Buck 變換器進(jìn)行控制。當(dāng)Buck 變換器的工作狀態(tài)發(fā)生變化時(shí)，PSM 控制器通過調(diào)整P1和P0的組合方式來實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓vo的調(diào)節(jié)。

Buck 變換器工作于DCM 時(shí)，每個(gè)開關(guān)周期起止時(shí)刻電感電流iL均為零，即開關(guān)周期內(nèi)電感儲(chǔ)能變化量為零，Buck 變換器將輸入能量完全傳遞給了負(fù)載。PSM 控制器發(fā)出P1時(shí)，輸入能量大于負(fù)載消耗的能量，多余的能量給輸出電容充電，使得vo上升；反之，PSM 控制器發(fā)出P0時(shí)，無輸入能量傳遞到負(fù)載，輸出電容放電向負(fù)載提供能量，導(dǎo)致vo下降。因此，對(duì)于PSM DCM Buck 變換器，P1工作時(shí)vo上升，P0工作時(shí)vo下降。

Buck 變換器工作于CCM 時(shí)，每個(gè)開關(guān)周期起止時(shí)刻iL一般不相等，電感儲(chǔ)能變化量不為零。當(dāng)iL大于負(fù)載電流io時(shí)，Buck 變換器的輸入源給電感儲(chǔ)能，電感儲(chǔ)存的能量給負(fù)載供電的同時(shí)對(duì)輸出電容充電，輸出電壓上升；當(dāng)iL小于io時(shí)，Buck 變換器的輸入源給電感充電，電容儲(chǔ)能給負(fù)載供電，vo下降。Buck 變換器輸出電壓由輸入能量和電感儲(chǔ)能變化量?jī)烧吖餐_定。與PSM DCM Buck 變換器不一樣的是，PSM CCM Buck 變換器的P1和P0的作用是控制有無輸入能量給電感儲(chǔ)能，從而使 PSM DCM Buck 變換器和PSM CCM Buck 變換器具有不同的控制性能。

2.2 不同輸出電容ESR 的穩(wěn)態(tài)工作波形

基于PSIM 仿真軟件進(jìn)行PSM Buck 變換器的電路仿真。設(shè)置輸入電壓E=15 V、直流輸出電壓Vo=5V、負(fù)載電阻R=2Ω、基準(zhǔn)電壓Vref=1.5V、開關(guān)周期T=20μs、電感L=200μH，輸出電容C=470μF，功率脈沖占空比D1=0.5。

輸出電容ESR 較小即r=10mΩ 時(shí)，PSM Buck變換器的電感電流iL、輸出電壓vo和驅(qū)動(dòng)脈沖VGS的穩(wěn)態(tài)工作波形如圖2a 所示?？梢杂^察到，Buck變換器工作于CCM，輸出電壓存在較為明顯的低頻波動(dòng)現(xiàn)象，電感電流紋波ΔiL=4.3A，輸出電壓紋波Δvo=0.5V；PSM 控制器發(fā)出的脈沖組合方式為15P1-8P0，脈沖序列循環(huán)周期即低頻波動(dòng)周期TS=23T=460μs。

輸出電容ESR 較大即r=100 mΩ 時(shí)，PSM Buck變換器的iL、vo和VGS的穩(wěn)態(tài)工作波形如圖2b 所示。可以觀察到，Buck 變換器依然工作于CCM，輸出電壓的低頻波動(dòng)現(xiàn)象基本消除，ΔiL=1A，Δvo=0.11V；PSM 控制器發(fā)出的脈沖組合方式為 3P1-1P0-2P1-1P0-1P1-1P0，脈沖序列循環(huán)周期TS=9T=180μs。

圖2 不同輸出電容ESR 的穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.2 Steady state waveforms under different ESRs

比較圖2a 和圖2b 可知，輸出電容ESR 較小時(shí)，PSM CCM Buck 變換器存在低頻波動(dòng)現(xiàn)象，導(dǎo)致輸出電壓和電感電流產(chǎn)生較大的紋波；隨著ESR 增大，PSM CCM Buck 變換器的低頻波動(dòng)現(xiàn)象逐漸得到改善，輸出電壓紋波明顯減少；但進(jìn)一步增大ESR，輸出電壓紋波又逐步增大。因此，選擇合適ESR 輸出電容，可以抑制PSM CCM Buck 變換器的低頻波動(dòng)現(xiàn)象。此外，類似于固定導(dǎo)通時(shí)間控制Buck 變換器，當(dāng)輸出電容ESR 較小時(shí)，從圖2a 中VGS穩(wěn)態(tài)工作波形可見，PSM CCM Buck 變換器也存在脈沖簇發(fā)現(xiàn)象[20]。

3 低頻波動(dòng)現(xiàn)象的形成機(jī)理

PSM CCM Buck 變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電感電流及輸出電壓示意圖如圖3 所示[16]。圖中，in、in+1及vn、vn+1分別為第n、第n+1 個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)刻電感電流值和輸出電壓值，且有。開關(guān)管S 導(dǎo)通，電感電流iL以(E?vo)/L 的斜率線性上升；S 關(guān)斷，iL以vo/L 的斜率線性下降。當(dāng)iL＞io時(shí)，iL給負(fù)載供電，多余的電流iL?io給電容充電，vo上升；反之，io的一部分由iL提供，不足部分由電容放電電流?iC補(bǔ)充，vo下降。

圖3 電感電流與輸出電壓示意圖Fig.3Waveforms of inductor current and output voltage

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電感電流變化量為

其中，功率脈沖P1的占空比D1需滿足

由式（1）和式（2）可得PSM CCM Buck 變換器在P1和P0工作時(shí)電感電流變化量Δi1和Δi0分別滿足

3.1 理想輸出電容時(shí)低頻波動(dòng)的形成機(jī)理

當(dāng)采用理想電容（即r=0）作為Buck 變換器輸出電容時(shí)，輸出電壓即為輸出電容電壓。從圖3中可得在開關(guān)周期內(nèi)輸出電壓的變化量為

對(duì)于PSM CCM Buck 變換器，由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于開關(guān)變換器的特征頻率，即，可認(rèn)為在開關(guān)周期內(nèi)io保持在一個(gè)恒定值，因此有[16]

由PSM Buck 變換器的工作原理可知，在開關(guān)周期開始時(shí)刻，若vF＜Vref，PSM 控制器將發(fā)出P1。若，則Δvn＜0，vo下降，下一個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)刻，控制器將繼續(xù)發(fā)出P1。連續(xù)發(fā)出P1后，VGS形成由P1組成的功率脈沖串，vo越來越偏離期望值。直到，有Δvn＞0，vo開始上升，當(dāng)vF＞Vref時(shí)，控制器才開始發(fā)出P0。類似地，在開關(guān)周期開始時(shí)刻，若vF＞Vref，控制器將發(fā)出P0。若0，則Δvn＞0，vo上升，下一個(gè)開關(guān)周期開始時(shí)刻，控制器將繼續(xù)發(fā)出P0。直到，有Δvn＜0，vo開始下降，當(dāng)vF＜Vref時(shí)，控制器才開始發(fā)出P1。依此循環(huán)往復(fù)。

對(duì)于PSM DCM Buck 變換器，若PSM 控制器發(fā)出P1時(shí)，vo上升；若控制器發(fā)出P0時(shí)，vo下降。因此，PSM DCM Buck 變換器可以通過控制器發(fā)出不同類型的控制脈沖，使得輸出電壓能夠得到及時(shí)調(diào)節(jié)[8-13]。然而，對(duì)于PSM CCM Buck 變換器，若控制器發(fā)出P1時(shí)，vo可能上升，也可能下降；若控制器發(fā)出P0時(shí)，vo可能下降，也可能上升。因此，PSM CCM Buck 變換器盡管也可以通過PSM 控制器發(fā)出不同類型的控制脈沖，但輸出電壓不能得到及時(shí)調(diào)節(jié)，導(dǎo)致輸出電壓出現(xiàn)低頻波動(dòng)現(xiàn)象，如圖2a 所示。

在一個(gè)脈沖序列循環(huán)周期內(nèi)，若PSM 控制器連續(xù)發(fā)出μ1個(gè)P1及μ0個(gè)P0，則PSM CCM Buck 變換器的輸出電壓將出現(xiàn)波動(dòng)頻率為1/TS的降頻現(xiàn)象，其中TS=(μ1+μ0)T 為脈沖序列循環(huán)周期。

3.2 輸出電容ESR 對(duì)低頻波動(dòng)的抑制機(jī)理

當(dāng)存在輸出電容 ESR 時(shí)，任意開關(guān)周期內(nèi)，PSM CCM Buck 變換器輸出電壓變化量由輸出電容及其ESR 的電壓變化量共同決定，即為

當(dāng) ESR 足夠大時(shí)，輸出電壓的變化量主要由ESR 的電壓變化量決定，式（6）可簡(jiǎn)化為

由式（3）可知，對(duì)于PSM CCM Buck 變換器，當(dāng)控制器發(fā)出P1，iL上升；當(dāng)控制器發(fā)出P0，iL下降。因此，由式（7）可得，PSM CCM Buck 變換器在P1和P0工作時(shí)輸出電壓變化量Δv1和Δv0分別滿足

式（8）表明，當(dāng)ESR 足夠大時(shí)，對(duì)于PSM CCM Buck 變換器，若控制器發(fā)出P1時(shí)，Δv0＞0，vo上升；若控制器發(fā)出P0時(shí)，Δv0＜0，vo下降。此時(shí)，PSM CCM Buck 變換器輸出電壓的變化方向與的正負(fù)符號(hào)無關(guān)，消除了輸出電壓的上升或下降對(duì)電感電流與負(fù)載電流之間的大小關(guān)系的依賴，獲得了與PSM DCM Buck 變換器一致的控制效果，即輸出電壓的上升或下降僅由控制脈沖的類型決定。因此，PSM CCM Buck 變換器輸出電壓能夠得到及時(shí)調(diào)節(jié)，抑制了低頻波動(dòng)現(xiàn)象。同時(shí)也說明，在設(shè)計(jì)PSM CCM Buck 變換器時(shí)，選擇合適ESR 輸出電容，可以規(guī)避Buck 變換器產(chǎn)生低頻波動(dòng)現(xiàn)象，如圖2b所示。

4 低頻波動(dòng)現(xiàn)象的抑制技術(shù)

為了獲得較小的輸出電壓紋波，一般認(rèn)為Buck變換器具有較小ESR 輸出電容更為合適。但對(duì)于PSM CCM Buck 變換器，為了抑制輸出電壓低頻波動(dòng)，應(yīng)該使用較大ESR 輸出電容。然而，輸出電容ESR 較大將致使輸出電壓紋波較大。因此，有必要尋找一種方法，可以抑制低 ESR 輸出電容 PSM CCM Buck 變換器的低頻波動(dòng)現(xiàn)象，同時(shí)進(jìn)一步降低輸出電壓紋波。

電感電流紋波注入反饋（Inductor Current Ripple Injection Feedback，ICRIF）法[21]是一種實(shí)現(xiàn)電感電流紋波信息重構(gòu)的簡(jiǎn)單方法，采用該方法可以實(shí)現(xiàn)上述目的。如圖4 所示，在電感兩端連接電阻Ra和電容Ca的串聯(lián)電路，對(duì)電感電壓進(jìn)行積分，即可重構(gòu)電感電流信息，并通過一個(gè)交流耦合電容 Cb耦合到反饋電壓上。采用此方法，可將電感電流信息注入到反饋電壓中，致使輸出電壓的變化與電感電流的變化保持同步，其工作原理與采用較大ESR輸出電容來反映電感電流信息的工作原理一樣。因此，ICRIF 電路可用來抑制低ESR 輸出電容PSM CCM Buck 變換器輸出電壓的低頻波動(dòng)現(xiàn)象。

圖4 含ICRIF 電路的PSM Buck 變換器Fig.4 PSM Buck converter with ICRIF circuit

對(duì)于ICRIF 電路，設(shè)時(shí)間常數(shù)τa=RaCa，則應(yīng)有關(guān)系式aτ ＜＜T；在開關(guān)頻率時(shí)Cb的阻抗應(yīng)小于R1和R2的分路阻抗，以確保電感電流信息能注入到反饋電壓中而不影響此時(shí)的穩(wěn)態(tài)輸出電壓?？梢缘贸龇答侂妷簐F(t)與輸出電壓vo之間的關(guān)系式為

式中方程第 2 項(xiàng)包含了電感電流紋波信息。關(guān)于ICRIF 電路的詳細(xì)分析和參數(shù)設(shè)計(jì)可參考文獻(xiàn)[21]。

ICRIF 電路的參數(shù)設(shè)計(jì)為：Ra=300kΩ、Ca=33nF和Cb=100nF。低ESR 輸出電容（r=10mΩ）PSM CCM Buck 變換器接入ICRIF 電路后，電感電流iL、輸出電壓vo和反饋電壓vF的穩(wěn)態(tài)工作波形如圖5所示。

圖5 含ICRIF 電路的穩(wěn)態(tài)工作波形Fig.5 Steady state waveforms with ICRIF circuit

從圖5 中可觀察到，接入ICRIF 電路后，PSM Buck 變換器仍然工作于CCM，但不同的是反饋電壓vF能夠完全跟隨電感電流iL的變化，電感電流紋波僅為ΔiL=0.8A，輸出電壓紋波僅為Δvo=0.018V。與圖2a 輸出電容ESR 較小時(shí)電路仿真結(jié)果相比較，ΔiL和Δvo都有了較明顯的減小，輸出電壓低頻波動(dòng)得到了抑制。與圖2b 輸出電容ESR 較大時(shí)電路仿真結(jié)果相比較，ΔiL的變化不大，但Δvo有了進(jìn)一步減小，僅為圖2b 輸出電壓紋波的16.36%。由此說明，低ESR 輸出電容情況下，通過接入ICRIF 電路，可以有效抑制PSM CCM Buck 變換器輸出電壓的低頻波動(dòng)現(xiàn)象。

值得注意的是，對(duì)于PSM DCM Buck 變換器，由于開關(guān)周期內(nèi)電感儲(chǔ)能變化量為零[12,14]，輸出電壓的變化完全取決于功率脈沖和跨周期脈沖的選擇，因此不存在輸出電壓低頻波動(dòng)現(xiàn)象。在此情況下，ICRIF 電路接入與否，對(duì)PSM DCM Buck 變換器輸出電壓的紋波變化沒有影響。電路仿真結(jié)果也說明了這一點(diǎn)。

5 電路實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

PSM Buck 變換器實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)采用仿真電路相同的參數(shù)。主電路選用型號(hào)IRF540 的MOSFET開關(guān)管，型號(hào) MBR1540 的二極管。時(shí)鐘脈沖由XLINX XC3S250E 產(chǎn)生，在每個(gè)時(shí)鐘脈沖開始時(shí)，反饋電壓與基準(zhǔn)電壓經(jīng)比較器LM319N 比較輸出作為D 觸發(fā)器74HC74 的輸入信號(hào)，采用74HC08 與門輸出控制信號(hào)經(jīng)過驅(qū)動(dòng)芯片IR2125 驅(qū)動(dòng)MOSFET開關(guān)管。輸出電容選用兩組電容：一組為容值470μF的鋁制電解電容，屬于較大ESR 電容；另一組為47 個(gè)容值為10μF 的貼片陶瓷電容并聯(lián)構(gòu)成的電容組，屬于較小ESR 電容。

實(shí)驗(yàn)中分別選用以上兩組較小 ESR 電容和較大ESR 電容作為輸出電容時(shí)，對(duì)應(yīng)的電感電流iL和輸出電壓vo的穩(wěn)態(tài)工作波形如圖6a 和圖6b 所示。比較圖6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與圖2 仿真結(jié)果后發(fā)現(xiàn)，輸出電容采用不同ESR 電容時(shí)，PSM Buck 變換器均工作于CCM，輸出電壓紋波變化基本一致，但實(shí)驗(yàn)結(jié)果中都存在輸出電壓和電感電流低頻波動(dòng)現(xiàn)象，且采用較小ESR 電容時(shí)實(shí)驗(yàn)結(jié)果電感電流低頻波動(dòng)幅度遠(yuǎn)低于電路仿真電感電流低頻波動(dòng)幅度。出現(xiàn)這種差異的主要原因是實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)不理想所致，且不同ESR 輸出電容時(shí)PSM CCM Buck 變換器的等效工作頻率是不同的。因此，實(shí)驗(yàn)電路選用不同組電容作為輸出電容時(shí)，電感、開關(guān)管、跟隨二極管等元件的寄生參數(shù)將有著較大的差異，導(dǎo)致電路實(shí)驗(yàn)與電路仿真存在著結(jié)果差異，但兩者變化趨勢(shì)是一致的。

圖6 不同ESR 輸出電容的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms under different ESRs

低ESR 輸出電容PSM CCM Buck 變換器接入ICRIF 電路后，電感電流iL和輸出電壓vo的實(shí)驗(yàn)波形如圖7 所示。圖7 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與圖5 仿真結(jié)果基本一致。由此可見，采用ICRIF 方法后，PSM CCM Buck變換器輸出電壓的低頻波動(dòng)現(xiàn)象得到了很好的抑制，輸出電壓紋波遠(yuǎn)小于圖6 中的輸出電壓紋波。

圖7 含ICRIF 電路的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms with ICRIF circuit

6 結(jié)論

與PT 控制CCM Buck 變換器相似，PSM CCM Buck 變換器也存在著輸出電壓低頻波動(dòng)現(xiàn)象，且輸出電容ESR 越小，該現(xiàn)象越明顯，導(dǎo)致輸出電壓紋波較大，無法滿足工程應(yīng)用的要求。

本文通過對(duì)采用不同 ESR 輸出電容的 PSM CCM Buck 變換器進(jìn)行PSIM 電路仿真，揭示了低ESR 輸出電容時(shí)輸出電壓低頻波動(dòng)現(xiàn)象并分析了該現(xiàn)象的形成機(jī)理，進(jìn)一步提出了利用ICRIF 法來抑制輸出電壓低頻波動(dòng)的技術(shù)，從而有效降低 PSM CCM Buck 變換器的輸出電壓紋波。研究結(jié)果表明，輸出電容的類型即輸出電容ESR，是影響PSM CCM Buck 變換器控制性能的關(guān)鍵參數(shù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析和電路仿真的正確性，對(duì)PSM CCM 開關(guān)變換器的工程應(yīng)用有著理論指導(dǎo)意義。

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