饒 煒（1.海軍工程大學(xué)，武漢，430033；2.第七一五研究所，杭州，310023）

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一種聲吶浮標無線數(shù)字通信體制

饒 煒1,2
（1.海軍工程大學(xué)，武漢，430033；2.第七一五研究所，杭州，310023）

摘要提出了一種上行采用GMSK調(diào)制、下行采用2FSK調(diào)制的聲吶浮標用全雙向數(shù)字無線通信體制。在分析了聲吶浮標系統(tǒng)對數(shù)字通信的特殊需求的基礎(chǔ)上，設(shè)計了適用于聲吶浮標系統(tǒng)的無線數(shù)字通信架構(gòu)，并對其中關(guān)鍵的GMSK調(diào)制的性能和參數(shù)進行了仿真。最后，通過仿真驗證了本文提出的通信體制的可行性，并對后續(xù)工程應(yīng)用提供了設(shè)計建議。

關(guān)鍵詞聲吶浮標；無線數(shù)字通信；頻分多址； GMSK；BT值

聲吶浮標通過無線電將水下噪聲信號發(fā)送到機載接收設(shè)備進行信號處理。發(fā)展六十余年來，主要采用的是單向的、頻分多址、模擬調(diào)頻調(diào)制的無線電通信體制。早期聲吶浮標的品種主要是被動全向浮標、被動定向浮標、主動浮標和溫深測量浮標。這些聲納浮標的共同特點是浮標換能器或傳感器的信息能夠包含在一個不超過20 kHz帶寬的音頻基帶信號內(nèi)。因此，模擬調(diào)頻調(diào)制這種技術(shù)成熟、功耗和成本低下的通信體制能夠很好的滿足這些早期浮標的通信需要。

隨著聲吶浮標技術(shù)的發(fā)展，這種通信體制已經(jīng)無法滿足新一代的聲吶浮標系統(tǒng)的通信要求。例如，更先進的被動定向浮標一般集成了多個換能器，在工作時需要對水的深度進行更改；更先進的主動浮標需要在工作時對主動發(fā)射信號和回波接收參數(shù)進行更改。這些需要聲吶浮標在完成信號上傳的同時，還要能夠?qū)崟r接收飛機的遙控指令信號。新型的多波束接收浮標（ADAR浮標）集成了數(shù)十個換能器，且每個換能器的信息均需要獨立上傳到機載設(shè)備。此時，模擬的調(diào)頻調(diào)制體制無法滿足這種單信道下多路信息傳輸?shù)男枨?。這就需要在聲吶浮標系統(tǒng)中采用一種新型的無線數(shù)字通信體制。這種新型的通信體制應(yīng)當具備這樣的特性：第一，它必須是雙向的；第二，具有繼承性，能夠兼容當前使用的體制；第三，浮標部分的硬件模塊成本應(yīng)當是低廉的；第四，浮標部分的硬件模塊功耗較低。

1　聲吶浮標無線數(shù)字通信體制設(shè)計

聲吶浮標系統(tǒng)由機載設(shè)備和聲吶浮標構(gòu)成。硬件設(shè)備的組成、成本等因素對飛機平臺上的機載設(shè)備影響不大，但聲吶浮標對通信模塊的體積、重量、成本及功耗等均非常敏感。新型數(shù)字無線通信體制在設(shè)計時，主要考慮新型體制在聲吶浮標上的硬件可實現(xiàn)性。

1.1雙向工作方式

模擬的單向通信體制只有上行鏈路，占用的載波帶寬為136~173.5 MHz。雙向通信模式必須滿足上行、下行鏈路互不干擾地同時工作。因此，雙向通信采用上行、下行鏈路頻分復(fù)用的方式。上行鏈路繼續(xù)采用原有上行鏈路的頻帶，下行鏈路選用遠離上行鏈路的頻帶。綜合考慮在聲吶浮標上：上行、下行鏈路共用天線及頻帶隔離等因素，下行鏈路的頻帶選用291.4±0.5 MHz。這樣，浮標天線作為下行鏈路的接收天線滿足1/8波長單極振子天線的要求。在雙向通信的情況下，由于上行鏈路中部分通道載波的二次諧波落在下行鏈路的頻帶內(nèi)而應(yīng)當避免使用。

1.2多址方式的選擇

聲吶浮標系統(tǒng)與其他聲吶系統(tǒng)最大的區(qū)別就在于它使用數(shù)枚或數(shù)十枚各種類型的聲吶浮標作為獲取信息的傳感器，這些聲吶浮標在空間上一般分布在一個較大范圍的海面上，并且同時工作。這就要求在聲吶浮標數(shù)字通信系統(tǒng)中應(yīng)用多址技術(shù)實現(xiàn)單機-多浮標和多機-多浮標之間的多點通信。

基于頻分多址的調(diào)頻調(diào)制已經(jīng)在工程上應(yīng)用于浮標系統(tǒng)。從技術(shù)的繼承性和系統(tǒng)實現(xiàn)的難易程度分析，頻分多址都是聲吶浮標系統(tǒng)數(shù)字通信的上行鏈路多址方式的最優(yōu)選擇。

下行鏈路用于傳輸指令信息，傳輸?shù)臄?shù)據(jù)信息量較小。為簡化系統(tǒng)的復(fù)雜度，可采用類以太網(wǎng)中廣播通信的通信方式。下行鏈路發(fā)射端采用廣播的方式發(fā)送信息，在發(fā)送的信息中加入需要遙控的浮標的地址碼。浮標在接收到廣播信息后，首先進行地址碼匹配，只有匹配上的浮標才對指令信息作出響應(yīng)。在一個浮標場內(nèi)，各個浮標上所有上行鏈路的通道號是唯一的，因此，該通道號可以作為浮標的地址碼。

1.3數(shù)字調(diào)制方式的選取

為滿足多波束接收浮標等新型浮標的信息上行鏈路傳輸需要，要求傳輸20路以上的信號，按照帶寬2 kHz、采樣頻率4 kHz、動態(tài)范圍80 dB計算，需要的傳輸速率高達1 120 kbps。在基帶部分采用無損壓縮編碼方式進行壓縮后，信號速率也在250 kbps以上。

GMSK調(diào)制是MSK調(diào)制的一種改進，基帶信號首先進行高斯成形濾波，再進行MSK調(diào)制，獲取了良好的頻譜特性。這種調(diào)制方式作為恒包絡(luò)調(diào)制，射頻放大能夠采用非線性功放，在輸出功率一定的情況下具有更低的功耗。

下行鏈路傳輸指令信號，可以采用2FSK調(diào)制方式。選用這一方式的優(yōu)點在于可以采用單片集成芯片完成2FSK調(diào)制載波信號的前置放大、解調(diào)。

1.4通信體制架構(gòu)設(shè)計

聲吶浮標部分數(shù)字通信模塊的構(gòu)成框圖如圖1所示。聲吶浮標上、下行無線電鏈路共用天線，接收電路可采用集成單片F(xiàn)SK解調(diào)芯片實現(xiàn)。

圖1　聲吶浮標部分數(shù)字通信模塊框圖

機載部分采用軟件無線電架構(gòu)，接收和發(fā)射天線分置。接收機對上行鏈路頻帶的射頻信號進行寬帶的下變頻，并對變頻后的中頻信號直接進行數(shù)字化，數(shù)字化的中頻信號送入高速FPGA進行軟件數(shù)字解調(diào)并實現(xiàn)信道和信源解碼。采用這種軟件無線電的方案能夠很好的向前兼容模擬FM調(diào)制體制，實現(xiàn)模擬和數(shù)字浮標的共同使用（如圖2所示）。

圖2　機載部分數(shù)字通信設(shè)備框圖

2　GMSK調(diào)制

在GMSK中，采用基帶高斯脈沖成形技術(shù)平滑了MSK信號的相位曲線，由此穩(wěn)定了信號的頻率變化，使得載波頻譜上的旁瓣水平大大降低，從而能夠有效避免鄰道干擾的問題。配合FDMA的多址技術(shù)，可以在不改變多址方式的條件下，實現(xiàn)聲吶浮標多通道數(shù)字傳輸?shù)男枨蟆?/p>

最簡單產(chǎn)生GMSK信號的方法是將不歸零信息比特流通過高斯基帶濾波器，其后送入FM調(diào)制器。圖3也可以使用標準I/Q調(diào)制器實現(xiàn)。

圖3　直接FM構(gòu)成GMSK調(diào)制器

GMSK高斯濾波器的脈沖響應(yīng)由下面公式給出：

其傳輸函數(shù)為：

參數(shù)a與高斯濾波器的3 dB基帶帶寬B有關(guān)，二者存在以下關(guān)系：

由于GMSK高斯濾波器完全可以由帶寬B和基帶符號持續(xù)時間T表達，因此習(xí)慣上使用BT乘積來定義GMSK。

圖4　GMSK信號功率譜密度

圖4顯示了GMSK信號在不同BT值的載波功率譜[1]。從圖中可以看到，隨著BT值的減小，GMSK載波的旁瓣衰落越快，頻譜效率越高。當BT=0.5時，第一旁瓣比主瓣低30 dB，而對于MSK，第一旁瓣僅比主瓣低20 dB。但由于基帶NRZ比特流在通過高斯濾波器后，會引入符號間干擾（ISI），因此BT值的減小會帶來傳輸誤碼率的增加。GMSK是通過犧牲誤碼性能，而得到了良好的頻譜效率和恒包絡(luò)特性。表1顯示了在不同BT值條件下，GMSK信號中包含給定功率百分比的帶寬。

表1　給定功率所占用的RF帶寬

Ishizuka指出[2]，由于高斯濾波器引起的符號間干擾而造成的誤碼率值在BT為0.5887時最小，這時與無符號間干擾的情況相比，所需信噪比僅增加0.14 dB。同時由于浮標無線通信的接收平臺為飛機，移動速率、無線信道本身會產(chǎn)生誤碼。因此通過合理選取BT值，使得GMSK調(diào)制產(chǎn)生的誤碼率小于移動信道產(chǎn)生的誤碼率，GMSK就能夠很好的應(yīng)用于浮標無線數(shù)字通信。

3　聲吶浮標GMSK數(shù)字通信性能仿真

為了評估GMSK不同BT值條件下的性能差異，采用NI公司的5671射頻矢量信號發(fā)生器和5660射頻矢量信號分析儀組成一套硬件仿真平臺，LabView作為軟件仿真平臺，模擬聲吶浮標數(shù)字通信系統(tǒng)工作。載波頻率選取為145 MHz，調(diào)制符號速率為250 kbps。

圖5　（a）BT=0.3 GMSK眼圖

圖5?。╞）BT=0.5 GMSK眼圖

圖5?。╟）BT=∞ MSK眼圖

圖5分別給出了BT=0.3、0.5和BT=∞（MSK）條件下，硬件仿真得到的調(diào)制信號的眼圖。通過觀察眼圖可以得到在相同的條件下，BT=0.5的GMSK調(diào)制的抗符號間干擾性能明顯優(yōu)于BT=0.3 的GMSK調(diào)制。同時，由表1得到BT=0.5的GMSK調(diào)制所占用的帶寬僅比BT=0.3增加了1.65 dB。參照文獻[3]給出的不同BT值下的誤碼率，見圖6。聲吶浮標的通信體制中，選擇BT=0.5是較優(yōu)的方案。

圖6　不同BT值下的BER仿真

目前，浮標模擬FM調(diào)制的解調(diào)帶寬為350 kHz。因此，評價解調(diào)帶寬對GMSK解調(diào)性能的影響在工程實踐中具有重要的指導(dǎo)意義。通過硬件仿真（見圖7），得到當解調(diào)帶寬大于400 kHz時，調(diào)制性能與解調(diào)帶寬的變化無關(guān)；當解調(diào)帶寬小于400 kHz時，調(diào)制性能隨帶寬變窄而惡化；當解調(diào)帶寬小于200 kHz時，解調(diào)性能急劇惡化。

圖7　不同解調(diào)帶寬下調(diào)制信噪比（MER）仿真

由于機載數(shù)字接收機是采用軟件數(shù)字解調(diào)的方案，其解調(diào)帶寬是可調(diào)的。因此，在傳輸數(shù)字浮標信息時，其帶寬選擇應(yīng)當考慮單枚浮標占用兩個載波頻道，選取大于400 kHz的解調(diào)帶寬。如果要保持以375 kHz的單通道接收數(shù)字浮標的信息，為了保證其解調(diào)性能，應(yīng)當將調(diào)制碼率控制在200 kbps以內(nèi)。

4　結(jié)論

通過上述分析，基于GMSK調(diào)制和FDMA多址方式的通信體制在選取恰當?shù)恼{(diào)制、解調(diào)參數(shù)的情況下，能夠很好的應(yīng)用于聲吶浮標的無線數(shù)字通信。在工程實踐中，尚需要根據(jù)技術(shù)復(fù)雜度、成本和性能等因素，綜合考慮應(yīng)用于浮標端的GMSK調(diào)制硬件模塊的方案。

參考文獻：

[1] THEODORE S RAPPAPORT. 無線通信原理與應(yīng)用[M].北京: 電子工業(yè)出版社,1999.

[2] ISHIZUKA M,HIRADE K. Optimum gaussian filter and deviated-frequency-locking scheme for coherent detection of GMSK[J]. IEEE Transacations on Communications,1980,COM-28(6): 850-857.

[3] GEOFF SMITHSON. Introduction to digital modulation schemes[R]. Great Chesterford: IEE,1998.