胡 喆，張 敏

（國網(wǎng)浙江嘉善縣供電公司 浙江 嘉興 314100）

反激式光伏并網(wǎng)微逆變器的研究

胡 喆，張 敏

（國網(wǎng)浙江嘉善縣供電公司 浙江 嘉興 314100）

針對反激式高頻鏈電流型微逆變器存在的開關(guān)管的電流應(yīng)力較高等問題，設(shè)計了交錯并聯(lián)有源箝位反激式微逆變器結(jié)構(gòu)，分析了其工作原理、工作模態(tài)和主要電路器件，并設(shè)計出以dsPIC33FJ06GS504為主控單片機(jī)的控制軟件，研制出實驗樣機(jī)對設(shè)計電路和控制策略的可行性進(jìn)行研制，結(jié)果表明該微逆變器符合相關(guān)并網(wǎng)要求。

光伏并網(wǎng)；逆變器；反激式；有源箝位

光伏并網(wǎng)逆變器是光伏電池和電網(wǎng)的重要接口設(shè)備,其性能直接決定光伏系統(tǒng)的發(fā)電效率。反激式高頻鏈電流型微逆變器具有結(jié)構(gòu)簡單、元器件少、成本低、高頻隔離、穩(wěn)定性高等優(yōu)勢,是微逆變器拓?fù)涞难芯繜狳c[1-3]。但是,反激式高頻鏈電流型微逆變器工作通常是斷續(xù)模式,開關(guān)管的電流應(yīng)力較高[4]；另外,高頻變壓器的漏感易與開關(guān)管的寄生電容產(chǎn)生諧振,會導(dǎo)致開關(guān)管電壓應(yīng)力的增加,且漏感存儲的能量消耗在電路中,降低了電路的效率,輸入電流紋波大,可靠性低[5]。為克服傳統(tǒng)反激式微逆變器的上述缺點,本文設(shè)計了交錯并聯(lián)有源箝位反激式微逆變器結(jié)構(gòu),并進(jìn)行了實驗驗證。

1 結(jié)構(gòu)設(shè)計

通過有源箝位電路吸收漏感能量,減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力并能提高效率；通過交錯并聯(lián)技術(shù)減小輸入電容上的電流紋波,增加微逆變器的可靠性并增加輸出功率等級[6]。微逆變器的主電路原理如圖1所示。電路結(jié)構(gòu)的上前級部分由兩路有源箝位反激電路并聯(lián)組成,其主要作用是：實現(xiàn)光伏電池板的最大功率輸出；將反激電路的輸出電流的平均值調(diào)制為正弦半波；實現(xiàn)反激輸出電壓的隔離升壓。后級主要是全橋逆變電路和并網(wǎng)濾波器。全橋電路由兩路橋臂組成,工作于工頻極性轉(zhuǎn)換狀態(tài),將正弦半波電流逆變?yōu)檎译娏鞑⑷腚娋W(wǎng)。

圖1 交錯并聯(lián)有源箝位反激微逆變器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Interleaved active clamp flyback micro inverter structure diagram

1.1 有源箝位反激電路工作模態(tài)分析

單路有源箝位反激電路的結(jié)構(gòu)如圖2所示,其電路工作穩(wěn)態(tài)的關(guān)鍵波形如圖3所示。

電路工作狀態(tài)如下所述：

階段1[t0～t1]：在t0時刻,主開關(guān)Q1導(dǎo)通,輔助開關(guān)Sa關(guān)斷,輸出二極管Ds1反向偏置,勵磁電感中的電流線性增加。

階段2[t1～t2]：在t1時刻,主開關(guān)Q1關(guān)斷,漏感、勵磁電感與Cr發(fā)生諧振。由于Cr值很小,諧振周期很短,Cr上的電壓近似線性上升。

圖2 單路有源箝位反激電路Fig.2 Single active clamp flyback circuit

圖3 高頻開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形Fig.3 Steady state waveform of high frequency switching period

階段3[t2～t3]：隨著Cr上電壓的上升,在t2時刻,Cr上的電壓Vds等于輸入電壓加上箝位電容上的電壓時,輔助開關(guān)管Sa上的反并聯(lián)二極管導(dǎo)通。由于箝位二極管的容量值遠(yuǎn)大于Cr,漏感、勵磁電感和箝位電容C11發(fā)生諧振,箝位電容Cl1上的電壓逐漸上升。

階段 4[t3～t5]：隨著諧振電容上電壓的上升,副邊二極管Ds1開始導(dǎo)通,變壓器原邊繞組電壓被箝位在Vo/N,勵磁電感Lm退出諧振回路。漏感Lk1和箝位電容及寄生電容Cr繼續(xù)諧振,在諧振電流反向之前,在t4時刻,輔助開關(guān)Sa實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通,可以減小開關(guān)損耗。

階段5[t5～t6]：副邊二極管Ds1中電流衰減至零關(guān)斷,勵磁電感Lm重新加入諧振回路。

階段6[t6～t7]：在t6時刻,輔助開關(guān)管Sa關(guān)斷,諧振回路發(fā)生改變,因輔助開關(guān)Sa的寄生電容容值很小且與箝位電容串聯(lián),可以近似為箝位電容Cl1退出諧振回路。因此,主開關(guān)Q1的電容Cr上的電壓開始迅速下降,如果之前漏感和勵磁電感中存儲的能量足夠,Cr上的電壓可以下降至零,可以實現(xiàn)Q1管的零電壓開通,或Q1管谷底開通,減小Q1的開通損耗。

1.2 反激變壓器的設(shè)計

圖4為反激變壓器中的原副邊電流波形圖,其中左圖為半個工頻周期的電流示意圖,右圖為一個開關(guān)周期的電流示意圖。

輸入功率可以根據(jù)式(1)求得：

圖4 變壓器原副邊電流波形Fig.4 Transformer primary side and secondary side current waveform

由式(1)可知,勵磁電感Lm和開關(guān)周期一定時,光伏電池板電壓下降,導(dǎo)通時間TON會增加。因此,只要在最低光伏電池板最低電壓滿足斷續(xù)條件即可實現(xiàn)在全范圍的輸入電壓條件下的電感電流斷續(xù)模式。

由伏秒守恒可推出：

其中Upv_min為光伏電池板最小輸出電壓。Uac_pk為反激輸出電壓的峰值。設(shè)定最大占空比 Dmax為0.75,可得 N2/N1= 5.78。留適當(dāng)余量取匝比為6。

根據(jù)在半個工頻周期里功率守恒原理：

將式(7)帶入式(4),可求出勵磁電感的大?。?/p>

根據(jù)面積乘積法選取變壓器的磁芯尺寸：

其中ΔB=0.25T,K2=0.006,Ip_rms為原邊電流的有效值,其計算如式(10)所示。

將式(2)帶入上式,可得到：

根據(jù)計算得到的 AP值,選用了磁芯截面積較大的PQ3220磁芯。PQ磁芯優(yōu)化了磁芯體積,表面積和繞組繞制面積的比率,用盡可能小的磁芯體積,獲得最大的輸出功率,是專門為開關(guān)電源用變壓器設(shè)計而成的。

反激變壓器原邊繞組匝數(shù)的計算：

其中S為磁芯截面積,S=164mm2,Ipp為原邊電流最大峰值。

反激變壓器副邊繞組的匝數(shù)可以根據(jù)式(12)得到：

磁芯氣隙長度的計算：

其中μo=4π·10-6H/m為真空磁導(dǎo)率。

根據(jù)式2類似的方法,可以得到變壓器副邊電流的有效值為：

根據(jù)式(11)和式(15),通過既定的電流密度,J=430 A/cm2可以選取合適的導(dǎo)線。

1.3 功率開關(guān)管的設(shè)計

反激主功率MOS管的電壓應(yīng)力為輸入電壓加上輸出端電壓折射到原邊的電壓為式(16)：

原邊開關(guān)管的電流應(yīng)力為式(17)：

根據(jù)以上計算,綜合考慮MOS管的導(dǎo)通電阻等特性,選用IR公司IRFS4321。

由式(17)得到的原邊最大峰值電流折算到副邊,可以求出副邊整流二極管的電流應(yīng)力。另外整流二極管的最大反向電壓出現(xiàn)在最大光伏電壓輸入且MOS管導(dǎo)通的時候,其電壓應(yīng)力如下表示：

綜合考慮整流二極管的反向恢復(fù)問題,最后選用CREE公司的SiC二極管C4D02120A。

后級工頻逆變開關(guān)管的電壓應(yīng)力即最大電網(wǎng)電壓峰值。其電流應(yīng)力為最大并網(wǎng)電流的峰值,考慮到電網(wǎng)電壓的浪涌等,后級工頻逆變MOS管選用Infineon公司的SPP17N80C3。相應(yīng)地,工頻逆變上橋臂的晶閘管也選用TECCOR公司的S8016N晶閘管,其反向擊穿電壓為800 V,正向最大電流為16 A。

1.4 有源箝位電容的選擇

根據(jù)之前的模態(tài)分析可知,一般情況下,箝位電容上的電壓紋波控制在10%以下,將箝位電容上的電壓視為固定值分析。變壓器漏感中的能量在主開關(guān)關(guān)斷的時候,將全部轉(zhuǎn)移到箝位電容CL中,由此可列出等式(19)：

箝位電容的容值選用2顆100 nF/100 V瓷片電容并聯(lián),箝位開關(guān)管選用仙童公司的FDS86240。

2 控制策略

2.1 軟件設(shè)計

選用Microchip公司的dsPIC33FJ06GS504作為主控單片機(jī),對系統(tǒng)進(jìn)行控制,論述通過dsPIC主控單片機(jī)實現(xiàn)的功能,并給出軟件控制框圖,如圖5所示。整個數(shù)字控制系統(tǒng)所必需的DSC資源主要4路AD采樣,1路捕獲模塊和6路PWM通道,其中6路PWM主要是實現(xiàn)反激電路主開關(guān)和有源箝位開關(guān)及后級H橋工頻逆變的控制。

圖5 控制方案框圖Fig.5 Block diagram of control program

交錯并聯(lián)有源箝位反激微型逆變器工作模式由DSC程序的狀態(tài)機(jī)來確定。狀態(tài)機(jī)在定時器中斷服務(wù)程序中每隔一定的時間執(zhí)行一次。系統(tǒng)初始化時,狀態(tài)機(jī)檢測所有系統(tǒng)的初始化條件及故障,包括光伏電池板電壓、電網(wǎng)電壓、電網(wǎng)頻率和逆變器輸出交流電流的條件等。如果系統(tǒng)沒有故障且相關(guān)條件在指定的范圍內(nèi),則系統(tǒng)狀態(tài)機(jī)會將系統(tǒng)切換到啟動模式,否則,系統(tǒng)將進(jìn)入錯誤模式,停止輸出。在啟動模式下,狀態(tài)機(jī)再次檢查系統(tǒng)條件,如果一切正常,系統(tǒng)將重新初始化相應(yīng)的變量和外設(shè),根據(jù)采樣到的光伏電池板電壓和電網(wǎng)電壓及頻率,設(shè)置相應(yīng)的系統(tǒng)狀態(tài)標(biāo)志位,切換到白天工作模式或夜晚工作模式。

2.2 MPPT控制環(huán)

采用簡單,運算量小,對DSC要求較低的爬山法實現(xiàn)最大功率跟蹤(MPPT)算法。在實際控制系統(tǒng)中,因為系統(tǒng)原本需要時刻監(jiān)控電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)的電流,通過功率守恒,可以間接得到太陽能電池板的輸出功率。所以,樣機(jī)中沒有采樣光伏電池板的輸出電流。這樣做的優(yōu)點是省去了電流互感器和采樣調(diào)理電路,既可以節(jié)省PCB版面空間,又降低成本。

3 實驗

按照上文分析,研制一套實驗樣機(jī),其主要參數(shù)：原邊勵磁電感Lm為7.2 μH,原邊漏感Llk為0.24 μH,有源箝位電容Cclamp為470 nF,開關(guān)頻率fs為125 kHz。

在并網(wǎng)條件下,測試不同輸出功率等級時的并網(wǎng)電壓和并

網(wǎng)電流波形,并利用電能質(zhì)量分析儀測試出了并網(wǎng)電流的并網(wǎng)電流畸變率THD。實驗發(fā)現(xiàn)：并網(wǎng)功率較小時,系統(tǒng)將進(jìn)入單路反激逆變模式,在電網(wǎng)電壓過零點附近存在著較大的失真,這時THD也較大,如并網(wǎng)功率為74W時THD達(dá)到13%左右,見圖6(a)；并網(wǎng)功率繼續(xù)增大時,在電網(wǎng)電壓過零點附近的失真變更小,如并網(wǎng)功率為210W時THD縮小到3%左右,見圖6(b)；在3/4滿載至滿載工作時,THD小于5%,并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同頻同相,且正弦度高,符合并網(wǎng)要求。

圖6 并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形Fig.6 The grid voltage and grid current waveform

在不同輸出功率情況下,反激微逆變器的效率如圖7所示。當(dāng)輸出功率低于100 W時,為提高系統(tǒng)效率,交錯并聯(lián)反激微逆變器只有單路反激電路工作；當(dāng)輸出功率大于100 W時,兩路反激電路同時工作,系統(tǒng)最高效率達(dá)到94.6%。

圖7 樣機(jī)在不同輸出功率時的效率Fig.7 Prototype efficiency under different output power

4 結(jié)束語

文中針對微逆變器開關(guān)管的電流應(yīng)力較高等問題,采用有源箝位電路吸收漏感能量,減小開關(guān)管的電壓應(yīng)力并能提高效率,通過交錯并聯(lián)技術(shù)減小輸入電容上的電流紋波,增加微逆變器的可靠性并增加輸出功率等級。

1)對有源箝位反激電路的工作原理進(jìn)行了詳細(xì)的介紹,對硬件主功率電路的各個模態(tài)進(jìn)行了探討,對功率電路的主要器件的電壓和電流應(yīng)力做了分析,為器件選擇提供依據(jù)。

2)對dsPIC33FJ06GS504作為主控單片機(jī)所需實現(xiàn)的主要功能做了詳細(xì)的設(shè)計,給出總體的軟件設(shè)計框圖,采用爬山法實現(xiàn)最大功率跟蹤(MPPT)算法。

3)按照設(shè)計思路,研制了一套實驗樣機(jī),測試了不同輸出功率時的并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流波形、并網(wǎng)電流畸變率THD和微逆變器的效率等,結(jié)果表明該微逆變器能達(dá)到并網(wǎng)要求。

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Research on flyback type photovoltaic grid-connected micro-inverter

HU Zhe,ZHANG Min
(Zhejiang Jiashan power Supply Company of State Grid,Jiaxing 314100,China)

Aiming at the current switch flyback high frequency link inverter current type micropipe stress were higher,the leakage inductance energy absorption based on the principle of active clamp circuit,to reduce the voltage stress of the switches and can improve the efficiency of the design,the interleaving active clamp flyback micro inverter structure,analysisthe working principle,working mode and main circuit devices,and design a control softwareusing dsPIC33FJ06GS504 as the main control chip,developed the experimental prototypedevelopment feasibility of circuit design and the control strategy,the results show that themicro grid inverter in conformity with the relevant requirements.

Photovoltaic；inverter；flyback；active clamp

TM464

：A

:1674-6236(2015)23-0094-04

2015-03-23稿件編號：201503305

胡 喆(1976—)，男，浙江嘉善人，碩士，工程師。研究方向：光伏并網(wǎng)技術(shù)。