張鵬程，王杰貴

（電子工程學(xué)院電子對(duì)抗信息處理重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽合肥230037）

基于DRFM的間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾分析

張鵬程，王杰貴

（電子工程學(xué)院電子對(duì)抗信息處理重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽合肥230037）

以對(duì)相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)干擾為背景，分析了相位編碼信號(hào)的編碼特點(diǎn)，介紹了間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)和重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的原理與干擾效果，在時(shí)域詳細(xì)推導(dǎo)了相位編碼信號(hào)的脈沖壓縮處理過程。在此基礎(chǔ)上提出了一種基于數(shù)字射頻存儲(chǔ)器的間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾方法，在理論上分析了其干擾效果：可使相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)產(chǎn)生多個(gè)導(dǎo)前、導(dǎo)后的逼真假目標(biāo)。研究了碼元的選擇和重組對(duì)干擾效果的影響。通過仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)文中分析的結(jié)論進(jìn)行了驗(yàn)證。結(jié)果表明，間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾比間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)和重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾具有更好的干擾效果。

相位編碼；脈沖壓縮雷達(dá)；數(shù)字射頻存儲(chǔ)器；間歇采樣；碼元預(yù)測(cè)；轉(zhuǎn)發(fā)干擾

0 引 言

相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)具有較大的時(shí)間帶寬積，在保證距離的同時(shí)兼顧分辨力［12］。雷達(dá)接收機(jī)采用脈沖壓縮處理技術(shù)，對(duì)非相干干擾信號(hào)具有強(qiáng)抗干擾性能，是當(dāng)前應(yīng)用最廣泛的脈沖壓縮雷達(dá)之一，如何有效對(duì)其干擾是目前研究的熱點(diǎn)［3］。

相位編碼信號(hào)具有優(yōu)良的抗噪聲和雜波干擾特性，對(duì)其干擾方法以相干干擾研究為重點(diǎn)，多采用數(shù)字射頻存儲(chǔ)器（digital radio frequency memory，DRFM）來實(shí)現(xiàn)［46］?；贒RFM的干擾機(jī)一般包括全脈沖存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)、短脈沖存儲(chǔ)循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)和間歇采樣存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)3種工作方式［78］。全脈沖存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)是將采樣的整個(gè)脈沖信號(hào)全部存儲(chǔ)，再全部進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)。該工作方式可以產(chǎn)生一個(gè)逼真假目標(biāo)，相干性極高，由于假目標(biāo)滯后一個(gè)采樣脈沖寬度，利用脈沖前沿跟蹤技術(shù)，假目標(biāo)很容易被分辨［9］；短脈沖存儲(chǔ)循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)則只采樣雷達(dá)脈沖始端的一小段，然后對(duì)該信號(hào)進(jìn)行多次重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)，該方式在一定程度改善了假目標(biāo)滯后問題，但干擾信號(hào)相干性變差，一般不能用于干擾脈內(nèi)具有復(fù)雜調(diào)制能力的雷達(dá)；間歇采樣存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)方式是一種介于全脈沖存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)與短脈沖存儲(chǔ)的折中方案，通過交替地存儲(chǔ)和轉(zhuǎn)發(fā)采樣信號(hào)，使得假目標(biāo)可以像短脈沖存儲(chǔ)轉(zhuǎn)發(fā)干擾一樣具有較小的延遲時(shí)間，轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)是原信號(hào)的多次局部抽樣，所以干擾信號(hào)和雷達(dá)發(fā)射的脈沖信號(hào)之間具有較強(qiáng)的相干性［1011］。

國(guó)內(nèi)外針對(duì)線性調(diào)頻脈沖壓縮雷達(dá)的干擾進(jìn)行了大量的研究，文獻(xiàn)［12- 14］基于DRFM研究了間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾、重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾、移頻轉(zhuǎn)發(fā)干擾，分別產(chǎn)生數(shù)量較少的假目標(biāo)、數(shù)量較多的假目標(biāo)、導(dǎo)前假目標(biāo)群的干擾效果；針對(duì)相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)的研究相對(duì)較少，文獻(xiàn)［15- 16］研究了基于DRFM的間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾，該干擾樣式能夠產(chǎn)生一個(gè)滯后于真目標(biāo)一個(gè)采樣脈寬時(shí)間的逼真假目標(biāo)。文獻(xiàn)［15］從群延遲的角度出發(fā)，研究了間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾和移頻轉(zhuǎn)發(fā)干擾，并分析了兩種干擾樣式不能形成導(dǎo)前假目標(biāo)的原因。文獻(xiàn)［16］則從另一個(gè)角度指出移頻轉(zhuǎn)發(fā)干擾由于信號(hào)的多普勒敏感性導(dǎo)致形成的假目標(biāo)幅度過小，無法形成有效干擾。

針對(duì)上述干擾方法存在的問題，本文對(duì)相位編碼信號(hào)的編碼特點(diǎn)與間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)方式進(jìn)行了深入研究，理論分析了相位編碼信號(hào)的脈沖壓縮原理和間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)和重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)的干擾效果，提出了間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾樣式，該干擾樣式可使雷達(dá)產(chǎn)生多個(gè)導(dǎo)前、導(dǎo)后的逼真假目標(biāo)。研究了碼元的選擇和重組算法，以及碼元的選擇和重組對(duì)假目標(biāo)數(shù)目、幅度與假目標(biāo)相對(duì)位置的影響，得到了兩者之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系，選擇的不同的重組方式可產(chǎn)生豐富多樣的干擾效果。

1 相位編碼特點(diǎn)及碼元預(yù)測(cè)

相位編碼信號(hào)通過對(duì)子脈沖信號(hào)相位進(jìn)行編碼調(diào)制以解決探測(cè)能力和分辨力之間的矛盾。研究較多的序列有巴克碼、L序列和m序列等。巴克碼的順序自相關(guān)函數(shù)具有理想特性，然而目前只發(fā)現(xiàn)7個(gè)巴克碼序列，最長(zhǎng)的是13位，由于其長(zhǎng)度太短，實(shí)際應(yīng)用受到限制。L序列與m序列具有相似的偽隨機(jī)性質(zhì)，但是在長(zhǎng)度p＝100以內(nèi)，僅有13個(gè)L序列，序列的長(zhǎng)度和個(gè)數(shù)均受到限制。m序列生成原理簡(jiǎn)單且序列長(zhǎng)度不受限制，并具有較好的自相關(guān)特性，因而在相位編碼雷達(dá)中應(yīng)用廣泛。m序列是一種線性序列，由線性移存器網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生，原理如圖1所示。

圖1 m序列生成原理圖

圖1 中ai表示各級(jí)移存器的狀態(tài)，cj表示反饋線的連接狀態(tài)。k級(jí)的線性反饋移存器可以生成最大周期長(zhǎng)度為2k－1的m序列，按照?qǐng)D1中線路連接關(guān)系，對(duì)于任意一個(gè)輸入ai，可以寫出m序列的遞推方程［17］

式中，ai∈｛1，－1｝；cj∈｛0，1｝，cj也稱為移位寄存器的連接參數(shù)。式（1）中求和按模二運(yùn)算，cj的取值決定了移位寄存器的反饋連接結(jié)構(gòu)，獲得參數(shù)cj的取值，便可重構(gòu)整個(gè)m序列。

將m序列的遞推方程寫成矩陣形式為

顯然，cj的求解是一個(gè)超定方程組求解問題，由于參數(shù)cj同時(shí)滿足所有方程，因此有唯一解，所以任意選取其中k行求解，便可得到參數(shù)cj的值，由于采樣的先后性和連續(xù)性，只需采樣到連續(xù)的2k＋1個(gè)碼元就可重構(gòu)整個(gè)碼元序列，此時(shí)式（2）可表示為

求解此方程，得到k階線性移位寄存器的結(jié)構(gòu)參數(shù)c1，c2，…，ck，從而可重構(gòu)全部2k－1個(gè)碼元。

根據(jù)雷達(dá)對(duì)抗偵察可知，對(duì)于給定的雷達(dá)，其相位編碼序列的長(zhǎng)度一般是相對(duì)固定的一個(gè)或多個(gè)值。如宙斯盾雷達(dá)，其編碼序列的長(zhǎng)度有4種，分別為63、127、255、511位。通過對(duì)前期偵查到的信號(hào)進(jìn)行簡(jiǎn)單分析，便可得到序列的長(zhǎng)度2k－1，從而也就得到移位寄存器的階數(shù)k。由于長(zhǎng)度為2k－1的m序列個(gè)數(shù)有限，可通過計(jì)算機(jī)搜索或根據(jù)m序列的生成原理，得到長(zhǎng)度為2k－1的所有m序列，建立不同長(zhǎng)度序列的m序列表。當(dāng)針對(duì)某一種雷達(dá)進(jìn)行干擾時(shí)，根據(jù)采樣到的碼元，通過查找相應(yīng)長(zhǎng)度的m序列表的方法即可快速重構(gòu)整個(gè)序列。與求解結(jié)構(gòu)參數(shù)相比，查表法的優(yōu)勢(shì)在于不用采樣到2k＋1個(gè)碼元，便可重構(gòu)整個(gè)序列，預(yù)測(cè)方法簡(jiǎn)單，預(yù)測(cè)時(shí)間短。且當(dāng)采樣到的碼元不能完全確定序列的情況下亦可選擇相似度較大的序列進(jìn)行調(diào)制轉(zhuǎn)發(fā)。

2 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)方式分析

2.1 間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾

間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾是指干擾機(jī)采樣到一小段雷達(dá)信號(hào)后，馬上進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)，然后再采樣、再轉(zhuǎn)發(fā)，采樣與轉(zhuǎn)發(fā)交替進(jìn)行。工作原理如圖2所示，Ts為采樣周期，τ為采樣脈寬，且有Ts≥2τ。

圖2 間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾示意圖

相位編碼脈沖信號(hào)的復(fù)數(shù)表達(dá)式可表示為

式中，φ（t）為相位調(diào)制函數(shù)，只有0或π兩個(gè)取值；T為脈寬。信號(hào)的復(fù)包絡(luò)函數(shù)［1］為

式中，φm為第m個(gè)碼元的編碼值，取值為－1或1；A（t）為信號(hào)的包絡(luò)。

相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)在進(jìn)行脈沖壓縮處理前，經(jīng)過相參檢波和低通濾波處理，濾波器輸出為信號(hào)的復(fù)包絡(luò)。為簡(jiǎn)化模型，假設(shè)信號(hào)的包絡(luò)A（t）為矩形［1］，即

式中，p碼元個(gè)數(shù)；τ0為碼元寬度。則二相編碼信號(hào)的復(fù)包絡(luò)可寫為

式中，“*”代表卷積。令

則

相位編碼脈沖壓縮器有延遲匹配脈沖壓縮器和相關(guān)檢測(cè)器。兩者均屬于匹配濾波器，以相關(guān)檢測(cè)器為例，脈沖壓縮器輸出為

由式（8）得

式中，n為整數(shù)，對(duì)于給定的t，n是唯一確定的，有

式中， 表示向下取整； 表示向上取整。

對(duì)式（14）中m－k＝n各項(xiàng)求和，令k＝m＋n，可得

根據(jù)自相關(guān)函數(shù)的對(duì)稱性，可知式（15）同樣適用當(dāng)－（p－1）≤n≤0時(shí)，即

將式（12）、式（13）和式（16）代入式（10）得

式中，［1－（t－t／τ0τ0）／τ0］表示幅度小于1的鋸齒波；表示序列的歸一化自相關(guān)函數(shù)，只與所采用碼的形式有關(guān)。

間歇采樣信號(hào)是一矩形脈沖抽樣序列，記為p（t），可表示為

式中，τ為采樣脈寬；Ts為采樣周期。根據(jù)采樣脈寬τ和碼元寬度τ0的關(guān)系，將采樣脈沖分割成寬度為τ0的p個(gè)子脈沖，因此采樣脈沖可表示為

式中，an表示采樣脈沖信號(hào)分割后第n個(gè)子脈沖的幅度，取值為0或1。針對(duì)采樣脈寬、采樣周期和碼元寬度不同關(guān)系，分3種情況對(duì)an的取值進(jìn)行討論。

①子脈沖完全處在采樣時(shí)間內(nèi)，an＝1；

②子脈沖完全處在間歇時(shí)間內(nèi)，an＝0；

③子脈沖部分處在采樣時(shí)間內(nèi)，部分處在間歇時(shí)間內(nèi)，此時(shí)an的取值不再明確是（0，1）空間中的值，因此需對(duì)其按式（20）進(jìn)行0－1處理。

式中，τ′n為子脈沖處在采樣時(shí)間內(nèi)的寬度；η為門限，它的取值取決于τ′n在區(qū)間［0，τ0］上的分布。

假設(shè)τ′n在區(qū)間［0，τ0］上服從某種分布，其概率密度函數(shù)為f（x），則an取0和1的概率分別為

基于量化誤差對(duì)分析干擾效果造成影響最小的原則，可得p（an＝1）＝p（an＝0），即整個(gè)采樣時(shí)長(zhǎng)中，部分處在采樣時(shí)間內(nèi)，部分處在采樣間隔內(nèi)的子脈沖被量化為1和0的個(gè)數(shù)相等，通過式（21）可以求得門限η。在工程上一般認(rèn)為τ′n在區(qū)間［0，τ0］上服從均勻分布，解得即子脈沖寬度的50%以上（包括50%）處在采樣時(shí)間內(nèi)，an＝1，反之a(chǎn)n＝0。

間歇采樣過程為

將式（7）和式（19）代入式（22）得

干擾信號(hào)脈沖壓縮處理后輸出為

由式（17）的計(jì)算過程可得

對(duì)比式（17）和式（25），可以看出間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾對(duì)相位編碼雷達(dá)的干擾效果為：產(chǎn)生一個(gè)滯后的逼真假目標(biāo)，假目標(biāo)的特性取決于ys（t）的后半部分，相當(dāng)于對(duì)編碼序列的自相關(guān)函數(shù)的加權(quán)相加，權(quán)值am中1的個(gè)數(shù)越多，信號(hào)的幅度越大，am中1的個(gè)數(shù)由采樣占空比決定，當(dāng)占空比為1時(shí)取得最大值；假目標(biāo)滯后時(shí)間由τ決定。圖3為對(duì)脈寬T＝51.1μs，碼元寬度為0．1μs的m序列相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾的仿真效果，其中采樣周期Ts＝4μs，τ＝2μs，干擾機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)功率與接收功率相等。

圖3 間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾效果圖

2.2 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾

間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾是指干擾機(jī)依次采樣雷達(dá)的一段信號(hào)后，按照程序設(shè)定的次數(shù)重復(fù)讀出并調(diào)制轉(zhuǎn)發(fā)，直到雷達(dá)脈沖結(jié)束。干擾機(jī)工作過程如圖4所示。圖4中“轉(zhuǎn)發(fā)x-y”表示第x個(gè)采樣信號(hào)被第y次轉(zhuǎn)發(fā)，x表示第幾個(gè)采樣，y表示第幾次被轉(zhuǎn)發(fā)。

圖4 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾示意圖

令式（25）中amφm＝φ′m，記φ′m為干擾信號(hào)的編碼序列，可得轉(zhuǎn)發(fā)干擾效果取決于轉(zhuǎn)發(fā)碼元序列和發(fā)射信號(hào)編碼序列的互相關(guān)函數(shù)。重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)的干擾效果為

由于φ′m是采樣信號(hào)編碼序列（即信號(hào)編碼序列φm部分序列）的周期性延遲組合，周期為τ，延遲次數(shù)n為轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)，則序列φ′m和序列φm的互相關(guān)函數(shù)便會(huì)出現(xiàn)n個(gè)峰值，即會(huì)產(chǎn)生n個(gè)假目標(biāo)，第i個(gè)假目標(biāo)滯后時(shí)間為iτ。假目標(biāo)個(gè)數(shù)n由采樣占空比決定，n＝｜Tr／τ｜。圖5為對(duì)脈寬T＝51.1μs，碼元寬度為0．1μs的m序列相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的仿真效果，其中采樣周期Ts＝4μs，τ＝1μs。轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)為3，干擾機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)功率與接收功率相等。

圖5 間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾效果圖

3 間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾分析

間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾是指干擾機(jī)采樣到一段雷達(dá)信號(hào)后，對(duì)其相位和頻率調(diào)制信息進(jìn)行提取，根據(jù)式（3）或查表法分析出采樣間隙的碼元序列，同時(shí)從相位取樣DRFM中儲(chǔ)存的信號(hào)中讀出相位為0和π的單個(gè)碼元寬度的子脈沖的全部采樣數(shù)據(jù)，然后根據(jù)干擾機(jī)功率和戰(zhàn)術(shù)要求，確定假目標(biāo)數(shù)量及假目標(biāo)分布，根據(jù)式（26）合理選擇和重組碼元序列，依據(jù)重組的新序列對(duì)相位為0和π的單個(gè)碼元的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行重復(fù)讀取并轉(zhuǎn)發(fā)，直到一個(gè)完整的脈沖采樣結(jié)束。圖6為干擾機(jī)工作過程示意圖。

圖6 間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾示意圖

圖6 中虛線框內(nèi)為一個(gè)采樣周期，為了便于分析，假設(shè)碼元預(yù)測(cè)和檢驗(yàn)時(shí)間為一個(gè)碼元寬度，采樣時(shí)長(zhǎng)τ為碼元寬度τ0的整數(shù)倍，且滿足τ≥（2k＋1）τ0，Tr為轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)間間隔，Tr≥τ。轉(zhuǎn)發(fā)碼元序列是預(yù)測(cè)碼元序列的有序組合，組合方式由假目標(biāo)的個(gè)數(shù)n、幅度Ai和相對(duì)位置ti（ti為τ0的整數(shù)倍，ti＞0表示假目標(biāo)滯后，ti＜0表示假目標(biāo)超前，ti＝0表示與真目標(biāo)重合）決定，i＝1，2，…，n，即假目標(biāo)個(gè)數(shù)n、幅度Aj、相對(duì)位置ti與干擾信號(hào)和發(fā)射信號(hào)編碼序列互相關(guān)函數(shù)極值的個(gè)數(shù)、大小、取值時(shí)刻一一對(duì)應(yīng)。由于兩序列互相關(guān)函數(shù)的極值取決于其中一序列移動(dòng)j位后，兩序列重疊部分中對(duì)應(yīng)元素相同的個(gè)數(shù)減去對(duì)應(yīng)元素不同的個(gè)數(shù)，j代表了互相關(guān)函數(shù)極值相對(duì)位置，在此位置互相關(guān)函數(shù)值代表了假目標(biāo)幅度信息。轉(zhuǎn)發(fā)碼元的選取和組合按照上述原則進(jìn)行。第一次采樣預(yù)測(cè)出碼元序列之后，進(jìn)行組合轉(zhuǎn)發(fā)，第二采樣后對(duì)預(yù)測(cè)碼元序列進(jìn)行檢驗(yàn)，若采樣到的碼元序列與對(duì)應(yīng)時(shí)刻預(yù)測(cè)的碼元序列相同，則判定為預(yù)測(cè)碼元序列正確，反之，聯(lián)合前面所有采樣序列再次進(jìn)行預(yù)測(cè)，得到新的預(yù)測(cè)序列，再進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)。

轉(zhuǎn)發(fā)碼元的選取和組合算法：在一個(gè)采樣周期內(nèi)，將轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)間片按照A1∶A2∶…∶An的比例分成n段，第i段包含碼元的個(gè)數(shù)記為mi。根據(jù)相對(duì)位置ti計(jì)算出碼元需要移動(dòng)的位數(shù)ji＝ti／τ0，若ji＞0，從第i段第一個(gè)碼元所對(duì)應(yīng)時(shí)刻的真實(shí)碼元的前ji個(gè)碼元開始選取連續(xù)的mi個(gè)碼元作為轉(zhuǎn)發(fā)碼元的第i段；若ji＜0，從第i段第一個(gè)碼元所對(duì)應(yīng)時(shí)刻的真實(shí)碼元的后｜ji｜個(gè)碼元開始選取連續(xù)的mi個(gè)碼元作為轉(zhuǎn)發(fā)碼元的第i段；若ji＝0，從第i段第一個(gè)碼元所對(duì)應(yīng)時(shí)刻的真實(shí)碼元開始選取連續(xù)的mi個(gè)碼元作為轉(zhuǎn)發(fā)碼元的第i段；為了確保干擾的可靠性，可將采樣信號(hào)序列的部分或全部作為轉(zhuǎn)發(fā)序列的一段，其他采樣周期內(nèi)碼元的選取和組合與上述方法相同。對(duì)于導(dǎo)前假目標(biāo)i而言，在最后第｜ti／Ts｜個(gè)采樣周期內(nèi)按照上述方法則無對(duì)應(yīng)碼元可以轉(zhuǎn)發(fā)，此時(shí)，從此周期內(nèi)導(dǎo)后假目標(biāo)當(dāng)前碼元的后mi開始轉(zhuǎn)發(fā)，直到填滿第i段序列。圖6中碼元選擇組合為：n＝4，j1＝－12，j2＝－4，j3＝4，j4＝17，m1＝m2＝m3＝m4＝4。

碼元選擇和重組破壞了序列的均衡性，從而抬高了序列互相關(guān)函數(shù)的旁瓣，在ti時(shí)刻，對(duì)應(yīng)元素相同的碼元至少有mi×（T／Ts）個(gè)，剩余碼元與發(fā)射信號(hào)碼元序列對(duì)應(yīng)元素相同的個(gè)數(shù)與不同的個(gè)數(shù)之差記為Di，Di的大小不會(huì)超過發(fā)射信號(hào)編碼序列自相關(guān)函數(shù)的最大旁瓣，互相關(guān)函數(shù)的真實(shí)極值為mi×（T／Ts）－Di。

4 仿真分析

設(shè)某相位編碼信號(hào)載頻f0為3 000 MHz，脈寬T為51．1μs，碼元寬度τ0為0．1μs，相位采用m序列編碼，m序列采用9階線性反饋移位寄存器生成，連接方式為［1 0 0 0 0 1 0 0 0］，間歇采樣周期為10μs，采樣脈寬為2μs，圖7為預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的仿真效果。其中，圖7（a）～圖7（d）分別為轉(zhuǎn)發(fā)不同組合的預(yù)測(cè)碼元時(shí)的干擾效果。仿真實(shí)驗(yàn)中，干擾機(jī)均在采樣20個(gè)碼元后，經(jīng)一個(gè)碼元寬度，正確預(yù)測(cè)出整個(gè)碼元序列。以圖7（a）為例進(jìn)行說明，在第1個(gè)采樣周期內(nèi)，從第22個(gè)碼元開始轉(zhuǎn)發(fā)預(yù)測(cè)序列的第56～111位碼元，從第76個(gè)碼元開始轉(zhuǎn)發(fā)預(yù)測(cè)序列第6～30位碼元，第一個(gè)采樣周期結(jié)束，其他采樣周期轉(zhuǎn)發(fā)碼元的組合方式與第一個(gè)采樣周期相同，由于轉(zhuǎn)發(fā)的序列超前了35個(gè)碼元，因此產(chǎn)生的導(dǎo)前假目標(biāo)比真實(shí)目標(biāo)超前35個(gè)碼元寬度，由于在一個(gè)周期內(nèi)生成導(dǎo)前假目標(biāo)的碼元數(shù)量占采樣周期的55%，因此假目標(biāo)相對(duì)幅度約為真實(shí)目標(biāo)的55%，導(dǎo)后假目標(biāo)比真目標(biāo)滯后70個(gè)碼元寬度，幅度約為真目標(biāo)的24%，仿真結(jié)果與理論分析一致。

圖7（b）～圖7（d）均生成3個(gè)假目標(biāo)，但通過碼元的不同選擇和不同組合，從而達(dá)到了人為控制假目標(biāo)的空間分布，與圖7（a）相比，亦可控制假目標(biāo)數(shù)量。由以上分析也可看出，在干擾機(jī)最大功率給定的情況下，且確保采樣足夠多的碼元（至少2k＋1個(gè)），生成有效假的個(gè)數(shù)與間歇采樣占空比成反比，即間歇的時(shí)間越長(zhǎng)，才能生成更多的有效假目標(biāo)。

圖7 間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾效果圖

為了能夠形成有效干擾，假目標(biāo)脈壓幅度必須與真目標(biāo)大小相當(dāng)，通過加大干擾功率實(shí)現(xiàn)，根據(jù)仿真分析，生成的假目標(biāo)幅度最小的為真目標(biāo)的20%，若假目標(biāo)幅度超過真目標(biāo)幅度的80%為有效假目標(biāo)，則干擾機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)功率需要比接收功率高12 d B，假目標(biāo)幅度與真目標(biāo)幅度可相比擬，若假目標(biāo)幅度超過真目標(biāo)幅度的60%為有效假目標(biāo)，則干擾機(jī)轉(zhuǎn)發(fā)功率需要比接收功率高9 dB。

5 結(jié) 論

本文針對(duì)相位編碼脈沖壓縮雷達(dá)，在詳細(xì)分析了間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)和重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的原理之后，提出了間歇采樣預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，對(duì)干擾效果進(jìn)行理論分析，通過對(duì)編碼序列的預(yù)測(cè)，合理選擇和組合調(diào)制碼元，能夠生成導(dǎo)前、導(dǎo)后的單個(gè)或多個(gè)假目標(biāo)，比間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)和重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾更加靈活；并就碼元的選擇和組合對(duì)干擾效果的影響進(jìn)行比較詳盡的研究，得到了各參數(shù)與干擾效果之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系。仿真實(shí)驗(yàn)表明了理論分析的正確性，同時(shí)可以看出干擾效果的良好性能。

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Jamming technique of intermittent-sampling predictive repeater based on DRFM

ZHANG Peng-cheng，WANG Jie-gui
（Lab of Electronic Countermeasure and Information Processing，Electronic Engineering Institute，Hefei 230037，China）

A jamming technique aims at phase-coded pulse compression radar．The encoded characteristic of phase-coded signal is analyzed．The jamming principle and effectiveness of intermittent-sampling direct and periodic repeater are presented．The derivation of phase-coded pulse compression process is described in detail．On the basis of the above mentioned，a new jamming method of intermittent-sampling predictive repeater based on digital radio frequency memory（DRFM）is presented．The jamming effectiveness is analyzed theoretically．This method can make the phase-coded pulse radar form several precede and lag lifelike false targets．The selection and combination of code on the jamming effectiveness are discussed．The conclusion is approved by simulation．The studied result shows that the proposed jamming has better effectiveness than the intermittent-sampling direct and periodic repeater jamming．

phase-coded；pulse compression radar；digital radio frequency memory（DRFM）；intermittentsampling；predicted code；repeater jamming

TN 972

A

10．3969／j．issn．1001-506X．2015．04．12

張鵬程（1990-），男，碩士研究生，主要研究方向?yàn)槔走_(dá)及雷達(dá)對(duì)抗理論與技術(shù)。E-mail：15755109092＠139．com

1001-506X（2015）04-0795-07

2014- 06- 25；

2014- 10- 09；網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版日期：2014- 10- 30。

網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版地址：http：／／w ww．cnki．net／kcms／detail／11．2422．TN．20141030．1010．009．html

王杰貴（1969 ），男，副教授，博士，主要研究方向?yàn)殡娮訉?duì)抗、信號(hào)與信息處理、數(shù)據(jù)融合技術(shù)。E-mail：wangjiegui＠163．com