胡亮燈 趙治華 孫 馳 艾 勝

（海軍工程大學艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室 武漢 430033）

1 引言

中高壓、大容量電力電子裝置在電路結(jié)構(gòu)、空間布局及控制功能上往往都存在較明顯的分布特征，非常適合采用分布式輔助電源為裝置二次回路供電，實現(xiàn)整個變流裝置從模塊到子系統(tǒng)都具有真正可插拔的標準化和模塊化特征，從而提高系統(tǒng)的冗余性和可靠性[1]。分布式輔助電源供電是通過在裝置中每個變流模塊均設(shè)置單獨輔助電源為其供電來實現(xiàn)，輔助電源輸入為變流模塊母線電容電壓，而輔助電源輸出直接為變流模塊驅(qū)動或控制電路供電。采用分布式輔助電源為系統(tǒng)二次回路供電方式可以簡化裝置中內(nèi)外二次線路連接，降低線路本身的絕緣及防電磁干擾要求，避免了傳統(tǒng)的電力電子裝置功率電源和控制電源嚴格的上電和斷電次序問題，甚至可取消柜體內(nèi)UPS 等裝置。由于輔助電源電位與相應的變流模塊電位一致，降低了多電平串聯(lián)拓撲結(jié)構(gòu)下傳統(tǒng)集中供電要求驅(qū)動或控制電路高壓隔離問題。為確保裝置安全可靠運行，分布式供電方式要求輔助電源能在高電壓寬電壓輸入范圍內(nèi)工作。雙管反激拓撲結(jié)構(gòu)的輔助電源其主開關(guān)電壓應力僅為輸入電壓，漏感能量能回饋到輸入側(cè)，無需吸收電路，效率高，其非常適合中高壓變流系統(tǒng)輔助電源寬范圍、高電壓輸入要求[2,3]。圖1為寬范圍、高電壓輸入雙管反激輔助電源示意圖，輔助電源主電路由MOS 管VT1、VT2，二極管VD1、VD2及變壓器構(gòu)成，開關(guān)管VT1、VT2由PWM 芯片經(jīng)高隔離雙管同步驅(qū)動器控制。

圖1 高電壓輸入雙管反激輔助電源示意圖Fig.1 The sketch of high voltage input double-transistor flyback auxiliary power supply

從圖1 可以看出，對于高電壓輸入的雙管反激輔助電源，其關(guān)鍵技術(shù)之一是具有安全、可靠的隔離型的雙管同步驅(qū)動器。因為高性能的開關(guān)管驅(qū)動技術(shù)不但是實現(xiàn)開關(guān)管正常開通和關(guān)斷的基礎(chǔ)，也是保證開關(guān)管安全運行的基礎(chǔ)，開關(guān)管的關(guān)鍵電氣性能都與其密切相關(guān)，是影響整個輔助電源可靠性的一個非常重要的因素?；陔p管反激或正激拓撲結(jié)構(gòu)的輔助電源上下開關(guān)管驅(qū)動信號是分別基于浮地和參考地，因此驅(qū)動信號必須隔離，此外，為了防止輔助電源上下開關(guān)管電壓不均，要求驅(qū)動信號具有較高的同步性等。

高電壓輸入雙管反激輔助電源驅(qū)動具有高電壓隔離、高頻率、低延時和無外接電源等特點，傳統(tǒng)的光耦芯片隔離驅(qū)動方案耐壓不夠、延時大，需外接驅(qū)動電源；光纖隔離驅(qū)動方案可以滿足耐壓要求，但需配高隔離的驅(qū)動電源，上述兩方案均不適合應用于簡單、經(jīng)濟的自激輔助電源中。基于此，本文對高電壓輸入雙管反激輔助電源驅(qū)動展開研究。

目前，關(guān)于雙管驅(qū)動的相關(guān)文獻如下：文獻[4]指出高壓自舉驅(qū)動芯片常用來直接驅(qū)動處于高電位的開關(guān)管，外部器件少，但芯片內(nèi)部的電平轉(zhuǎn)移電路、隔離電路在高頻下發(fā)熱嚴重，且當前自舉驅(qū)動芯片最高耐壓為1 200V，不適合于更高電壓應用場合。文獻[5]采用兩個相同的低耐壓驅(qū)動芯片實現(xiàn)高低電位開關(guān)管有效控制。兩驅(qū)動芯片之間通過一個耦合電容隔離驅(qū)動信號及提供電源，但該驅(qū)動方案難以實現(xiàn)高低電位開關(guān)管開通關(guān)斷同步。文獻[6,7]針對兩管串聯(lián)變換器，提出一種低電位開關(guān)管采用PWM 芯片控制，而高電位開關(guān)管采用浮地自供電方式進行驅(qū)動的方案，此方案簡單，但存在上、下管驅(qū)動信號不同步，上管開通關(guān)斷性能難以保證等缺點。瑞士Concept 公司設(shè)計了一款型號為2SD106A的雙路驅(qū)動器，該驅(qū)動器通過變壓器實現(xiàn)對驅(qū)動信號及驅(qū)動電源進行隔離，目前該驅(qū)動器工作電壓僅為1 200V，體積大，價格昂貴。北京落木源公司設(shè)計了一款基于變壓器隔離的型號為TX-KD202 雙路驅(qū)動器，該驅(qū)動器采用了分時自供電技術(shù)，無需外接電源，直接實現(xiàn)了對高低電位開關(guān)管驅(qū)動控制，大大簡化外部電路，但該驅(qū)動器對輸入脈沖有最小寬度限制，目前，該驅(qū)動器工作電壓為1 700V，無法應用于更高電壓場合。

綜上，雙管驅(qū)動方法主要有：自舉芯片驅(qū)動、電容隔離驅(qū)動、浮地自供電驅(qū)動、變壓器隔離驅(qū)動等，此外還有光耦隔離驅(qū)動、光纖隔離驅(qū)動等方案[1-8]，而變壓器隔離驅(qū)動由于其簡單、經(jīng)濟為非常有效的方法[9-11]。文獻[9]在變壓器一次側(cè)采用一個簡單的PWM 控制芯片，變壓器二次側(cè)采用穩(wěn)壓管進行鉗位驅(qū)動，文中沒對其他變壓器驅(qū)動方案進行對比分析。文獻[10]提出一種驅(qū)動延時小且關(guān)斷有負壓偏置的開關(guān)管驅(qū)動方案，但是電路比較復雜。文獻[11]提出一個簡單、超緊湊、隔離型開關(guān)管驅(qū)動電路，該驅(qū)動電路開通關(guān)斷迅速，關(guān)斷有負壓偏置，但要求雙極性驅(qū)動脈沖。

文獻[9-11]研究的變壓器隔離驅(qū)動方案均不適合雙管反激拓片開關(guān)管驅(qū)動，基于此，對幾種適合雙管反激拓撲變壓器隔離驅(qū)動電路進行分析，如圖2 所示，進而確定采用的輔助電源驅(qū)動方案[12-16]。

圖2 變壓器隔離雙管驅(qū)動電路Fig.2 Isolated double-transistor drive circuit with transformer

圖2a～圖2d 均為適合于雙管反激拓撲的變壓器隔離驅(qū)動電路。圖2a 方案用比較簡單方式對驅(qū)動功率進行了放大，缺點是三極管發(fā)熱，驅(qū)動變壓器存在飽和的風險，關(guān)斷沒有負壓，關(guān)斷速度及抗干擾能力不能保證。圖2b 方案優(yōu)點是開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管柵極電容放電電流被限制在最小的環(huán)路中，進而柵極得以保護，通過三極管Q1關(guān)斷開關(guān)管，避免了柵極閉環(huán)電感、線路感應電阻和驅(qū)動輸出阻抗對關(guān)斷的影響，但由于三極管Q1存在集電極結(jié)導致開關(guān)管柵-源極電壓不能下拉到 0；開關(guān)暫態(tài)高的dv/dt 下，開關(guān)管存在自導通的風險。圖2c 通過三極管組成的推挽式電路對PWM 芯片輸出脈沖進行了放大，簡單、經(jīng)濟，但推挽電路存在交越失真，防止變壓器飽和，在變壓器一次側(cè)設(shè)置了耦合電容C1，但導致開關(guān)管柵-源極驅(qū)動電壓幅值受控制占空比影響，大占空比下MOS 管柵-源極正壓將過低，負壓將過大，利用穩(wěn)壓管 VD6、VD7雖鉗位了柵-源極關(guān)斷負壓，但由伏秒平衡知該穩(wěn)壓管同時也限制了開關(guān)管柵-源極開通正壓，圖2c 方案應用場合為控制占空比小于50%。對于控制占空比大于50%場合時，可采用圖2d 所示電路，其通過變壓器一次側(cè)、二次側(cè)均設(shè)置耦合電容，實現(xiàn)一次側(cè)驅(qū)動電壓復原，但該方案在開關(guān)管關(guān)斷時，一次側(cè)電容長時間與變壓器一次繞組相連，可能導致變壓器飽和，此時變壓器二次側(cè)電容相當于直接作用于開關(guān)管柵-源極，存在開關(guān)管失控的風險，利用驅(qū)動芯片對PWM 芯片輸出驅(qū)動信號進行放大，簡單，但驅(qū)動芯片費用高。

上述幾種變壓器隔離雙管驅(qū)動電路均存在一定的安全隱患，不能直接用于雙管反激拓撲開關(guān)管驅(qū)動，需對上述驅(qū)動電路進行改進研究。

本文首先綜述了幾種雙管輔助電源驅(qū)動方案，針對高電壓輸入雙管反激輔助電源驅(qū)動具有高電壓隔離、高頻率、低延時和無外接電源等特點，從而確定了變壓器隔離的雙管驅(qū)動方案，并設(shè)計了相應的驅(qū)動電路。在此基礎(chǔ)上，調(diào)整驅(qū)動變壓器繞組比，確保了所驅(qū)動開關(guān)管在各種條件下的充分導通。為提高雙管反激輔助電源上、下開關(guān)管驅(qū)動信號的同步性，在驅(qū)動器輸出增加了驅(qū)動信號耦合電感。此外，根據(jù)驅(qū)動脈沖上升、平頂、下降三個階段，給出了驅(qū)動器相應的等效電路，推導了相關(guān)公式，理清了驅(qū)動器主要參數(shù)對驅(qū)動性能的影響。最后，相關(guān)實驗驗證了上述結(jié)論正確。

2 采用的雙管隔離驅(qū)動電路分析

基于高電壓輸入雙管反激輔助電源要求開關(guān)管驅(qū)動簡單、可靠、經(jīng)濟原則，據(jù)圖2 所示變壓器隔離雙管驅(qū)動電路的優(yōu)缺點，確定了本文所研究的變壓器隔離雙管驅(qū)動電路[12-16]。由于輔助電源采用的PWM 控制芯片驅(qū)動能力高，而需驅(qū)動的開關(guān)管VT1、VT2柵極輸入電容小，經(jīng)計算可直接用于開關(guān)管驅(qū)動，此外，輔助電源控制占空比小于50%，故本文采用了如圖3 所示驅(qū)動方案。

圖3 所采用的驅(qū)動電路Fig.3 The adopted drive circuit

圖中VD2為關(guān)斷加速二極管，防止開關(guān)管過電流、減少開關(guān)管損耗；VD0、VD1為肖特基二極管，為開關(guān)管開通和關(guān)斷過程中可能存在振蕩提供回路；VD4、VD5為開關(guān)管柵-源極鉗位穩(wěn)壓管，以防止驅(qū)動脈沖頂端電壓跌落過大；C1為變壓器一次側(cè)耦合電容，用于隔斷驅(qū)動脈沖的直流分量，以防止變壓器飽和，為開關(guān)管關(guān)斷提供負壓，加速開關(guān)管關(guān)斷過程；CBLAS為PWM 芯片電源旁路電容，用于降低開通關(guān)斷過程中大電流峰值影響；R2為開關(guān)管柵極驅(qū)動電阻，一般設(shè)置在變壓器一次側(cè)，用于阻尼開關(guān)過程中電感LP和電容C1可能存在的諧振；R3為開關(guān)管柵極下拉電阻，作用是確保上電前開關(guān)管柵-源極電荷已充分釋放。

3 驅(qū)動變壓器研究

由上節(jié)分析，驅(qū)動變壓器是圖3 所示雙管驅(qū)動電路的核心，故擬對驅(qū)動變壓器進行設(shè)計、改進和研究，并在此基礎(chǔ)上，對所設(shè)計的雙管驅(qū)動器分不同驅(qū)動階段進行等效簡化。

3.1 驅(qū)動變壓器設(shè)計

由于圓形磁環(huán)有連續(xù)的磁路徑，漏感小，采用該類磁心能實現(xiàn)最好的驅(qū)動性能[13]。理想的磁心材料為高磁導率（AL＞1 400nH/N2）的鐵氧體磁心，磁心材料能夠額定運行于MHz 區(qū)域。故本文選用EPCOS 公司鐵氧體磁環(huán)，該磁環(huán)磁心截面積 Ae=73.51mm2，電感系數(shù)AL=5 400nH/N2。對于驅(qū)動變壓器，減少繞組匝數(shù)，可以減少電感和漏感，但增加匝數(shù)可以減少勵磁電流，兩者綜合考慮，一般使用少的匝數(shù)實現(xiàn)減少漏感，此外合適的繞線方式也可進一步降低漏感[14]。

一般驅(qū)動變壓器工作頻率 fSW為 50kHz～100kHz 時，設(shè)計驅(qū)動變壓器一次電感LP為2.0mH～4.0mH。本文所研究電源工作頻率為50kHz，一次電感LP取2.0mH。

繞組匝數(shù)N

為防止磁心飽和，繞組匝數(shù)N 需滿足

式中，B為磁通密度(T)，對于鐵氧體磁心，為防止其飽和，一般取 B=0.2T，變壓器一次電壓 VT為(1-D)VCC，開關(guān)管最大導通時間，ton為Dmax/fSW約10μs，這里驅(qū)動變壓器一次輸入和兩個二次輸出繞組匝數(shù)均取N=24，繞組比為1∶1∶1。

對于環(huán)形變壓器，繞組繞線方式主要有分開繞制和多繞組并繞[13]，如圖4 所示。

圖4 驅(qū)動變壓器繞線方式Fig.4 Drive transformer winding wire-wound mode

繞組分開繞制優(yōu)點是繞組間能較好地實現(xiàn)高壓隔離，但漏感大，實物圖如圖4a 所示。電橋測試其一次電感、漏感分別LP=3.04mH、漏感Llk=32μF。三線并繞優(yōu)點是漏感小，但繞組間隔離需注意?？筛鶕?jù)工作電壓范圍，采用相應等級的高壓線來實現(xiàn)繞組間隔離。實物圖如圖4b 所示。同樣的繞組數(shù)情況下，其一次電感、漏感分別為 LP=3.028mH、Llk=622nH。

3.2 驅(qū)動變壓器改進

3.2.1 調(diào)整驅(qū)動變壓器繞組比

雙管反激輔助電源PWM 芯片UC3844 啟動電壓VCC=16V，最小工作電壓VCC=11.5V，芯片最小、最大占空比Dmin、Dmax分別為0 和0.48。若UC3844在最大輸出占空比下，以最小電壓工作時，驅(qū)動變壓器輸出電壓(1-Dmax)VCC約6V，此時開關(guān)管不能充分導通，通過將驅(qū)動變壓器輸入輸出繞組比由1∶1∶1 調(diào)整到1∶1.35∶1.35 后，則同樣條件下，驅(qū)動變壓器輸出電壓將升至約8V，此時開關(guān)管已飽和導通（MOS 管驅(qū)動電壓8～10V 可飽和導通）?？紤]到所設(shè)計的輔助電源VCC電壓為24V，當UC3844芯片以最小輸出占空比工作時，則驅(qū)動變壓器輸出電壓(1-Dmin)VCC約為24V，超過了開關(guān)管柵-源極承受的最大電壓，故開關(guān)管柵-源極并10V 穩(wěn)壓管進行鉗位，采用10V 穩(wěn)壓管可確保在不同占空比或電壓VCC時，開關(guān)管驅(qū)動電壓基本穩(wěn)定。

驅(qū)動變壓器繞組比調(diào)整后，VCC為24V 時，芯片在最大輸出占空比，開關(guān)頻率為50kHz 情況下驅(qū)動波形如圖5a 所示，圖5b為對應的驅(qū)動變壓器電路。從圖 5a 中可看出驅(qū)動 PWM 脈沖幅值約為+/-10V，確保了開關(guān)管充分導通和可靠關(guān)斷。

圖5 驅(qū)動變壓器Fig.5 Drive transformer

3.2.2 增加柵極信號耦合電感

由于控制電路、驅(qū)動電路延遲和傳輸線路延遲上的差異及所驅(qū)動開關(guān)管本身差異，雙管反激輔助電源上、下開關(guān)管VT1、VT2的柵-源極驅(qū)動信號往往存在不同程度的不同步現(xiàn)象。如果柵-源極驅(qū)動信號不同步嚴重，則將導致上、下開關(guān)管電壓不均嚴重。為此，在驅(qū)動變壓器二次側(cè)采用柵極信號耦合電感（同步變壓器），以提高上、下管驅(qū)動信號的同步性[17]。

引入耦合電感不會明顯增大驅(qū)動電路損耗，也不影響裝置的開關(guān)頻率。耦合電感Lm

式中，ΔT為兩驅(qū)動信號時間差；Ugs+、Ugs-分別為開關(guān)管開通電壓、關(guān)斷電壓，Ugs1、Ugs2為通過耦合電感后上下管驅(qū)動電壓；CISS為開關(guān)管柵極輸入電容。

為驗證上述方案的正確性，利用磁環(huán)將驅(qū)動變壓器輸出反向并繞方式制作了耦合電感，電感值為0.8mH，在此基礎(chǔ)上，對不帶耦合電感及帶耦合電感的驅(qū)動變壓器輸出波形進行了對比實驗，不帶耦合電感驅(qū)動變壓器輸出波形上升沿如圖6a 所示，帶耦合電感驅(qū)動變壓器輸出波形上升沿如圖6b 所示，兩者對比知，圖6b 波形ug1和ug2幾乎完全重合，表明帶耦合電感的驅(qū)動變壓器同步性能明顯要好。

圖6 脈沖上升過程Fig.6 Drive voltage rise process

進一步驗證上述結(jié)論的正確性，對不帶耦合電感及帶耦合電感的驅(qū)動變壓器在雙管反激輔助電源上進行了實驗驗證，其中不帶耦合電感輔助電源波形如圖7a 所示，帶耦合電感輔助電源波形如圖7b所示。

圖7 輔助電源波形Fig.7 APS waveforms

圖7 中，Vin為輔助電源輸入電壓，VVT1為輔助電源上管VT1漏-源極電壓波形，VVT2、ug2分別為輔助電源下管VT2漏-源極、柵-源極電壓波形。由圖7a、圖7b 開關(guān)管VT1、VT2電壓波形VVT1、VVT2下降沿對比知，圖7b 波形VVT1、VVT2下降沿吻合要好，進一步驗證了變壓器輸出串入驅(qū)動信號耦合電感，可提高輔助電源上下開關(guān)管的同步性。

3.3 驅(qū)動器不同驅(qū)動階段分析

為了從原理上分析圖3 所示變壓器隔離驅(qū)動電路相關(guān)參數(shù)對驅(qū)動性能的影響，據(jù)驅(qū)動脈沖上升、平頂和下降三個不同階段，搭建分別如圖8 左邊所示電路。通過將驅(qū)動變壓器二次側(cè)繞組折算到變壓器一次側(cè)，則電路可進一步等效為圖8 右邊所示電路。

圖8 驅(qū)動器不同驅(qū)動階段等效電路Fig.8 Equivalent circuits of different stage drivers

下面基于圖8 驅(qū)動器不同階段等效電路，分析如下。

3.3.1 驅(qū)動脈沖上升過程

開關(guān)管開通過程，即柵-源極驅(qū)動電壓上升較快部分，該階段與穩(wěn)態(tài)分析中的高頻區(qū)相對應，此時勵磁電感LP感抗大，其支路可近似為開路(2πfSWLP>>RG,I)。

脈沖上升柵-源極電壓Vg(t)：

脈沖上升時間Tr1(0.1Vg～0.9Vg)：

從式（6）知Vg(t) 上升時間Tr1隨著開關(guān)管柵極輸入電容CISS、電阻RG或漏感Llk的增加而增加，即柵-源極電壓上升速度將減緩。此外，據(jù)式（5）知耦合電容C1也影響驅(qū)動脈沖上升時間。

3.3.2 驅(qū)動脈沖平頂過程

驅(qū)動電壓的平頂部分與穩(wěn)態(tài)分析中的低頻區(qū)相對應，此時，耦合電容C1電壓近似不變?yōu)镈VCC。

脈沖平頂柵-源極電壓Vg(t)

式中，Vg(0)為柵-源極電容初始電壓(1-D)VCC，時間t為驅(qū)動脈沖高電平持續(xù)時間。

柵-源極電壓平頂降落δ

由式（8）知，柵-源極電壓平頂降落δ隨著D、R2、RDVR的增加或LP的減少而增加。

3.3.3 驅(qū)動脈沖下降過程

開關(guān)管關(guān)斷過程，即柵-源極驅(qū)動電壓下降較快部分，該階段與穩(wěn)態(tài)分析中的高頻區(qū)相對應，此外由于漏感Llk能量此前已釋放，而電容C1>>CISS，則脈沖下降短暫過程主要是電容CISS放電，此階段可認為電容C1電壓DVCC近似不變。電容CISS放電完畢后，電感Llk、電容CISS和電阻RDVR、RGI將RLC阻尼振蕩，振蕩周期T 計算公式如式（9）所示。

脈沖下降柵-源極電壓Vg(t)

脈沖下降時間Tf(0.9Vg～0.1Vg)

式中，Vg為柵極電壓，考慮到Vg≈(1-d)VCC，則式（11）可簡化為

4 仿真和實驗分析驅(qū)動器參數(shù)對驅(qū)動性能的影響

為了進一步分析驅(qū)動器參數(shù)對驅(qū)動性能的影響，在不同一次電感LP、漏感Llk、耦合電容C1、柵極電阻R2及柵極輸入電容CISS情況下對所采用驅(qū)動電路驅(qū)動性能進行對比仿真和實驗驗證[18,19]。下述實驗波形為開關(guān)管沒通電流情況下測得，而仿真波形是開關(guān)管通正常電流基于PSPICE 仿真軟件獲得。依據(jù)圖序，仿真參數(shù)與實驗參數(shù)詳見下表。

表 驅(qū)動變壓器相關(guān)參數(shù)Tab. Drive transformer relevant parameters

下述實驗或仿真圖中PWM 波形為PWM 芯片輸出波形，也即驅(qū)動器輸入波形，ug1、ug2波形為驅(qū)動器輸出波形，也即開關(guān)管VT1、VT2驅(qū)動電壓波形。

4.1 驅(qū)動器參考實驗波形及分析

從圖9 中PWM、ug1、ug2波形對比知，變壓器隔離驅(qū)動方案延時較小。圖9a 柵極電阻偏小，導致上升過程有點小超調(diào)，驅(qū)動變壓器漏感或引線電感導致了關(guān)斷過程有輕微的振鈴。驅(qū)動變壓器輸入、輸出線分別交叉繞制及柵極電阻R2由10Ω 調(diào)整為20Ω 后驅(qū)動器波形如圖9b 所示，調(diào)整后的驅(qū)動器驅(qū)動波形有平坦的底部和頂部，陡峭上升、下降沿。

圖9 參考實驗波形Fig.9 Reference experimental waveforms

4.2 漏感變大時，驅(qū)動器波形及分析

從圖10a 可知大的漏感導致驅(qū)動脈沖大的延時及較高的振蕩，振蕩尖峰電壓達10V，上升時間Tr1為0.3μs。據(jù)式（6）和表中相關(guān)數(shù)據(jù)計算知，上升時間約為0.32μs 與實測值相近。過大的漏感造成大量的低頻振蕩，據(jù)式（9）知振蕩周期T為2.36μs與圖10a 實測振蕩周期為2.5μs 相仿。由于振蕩使開關(guān)管運行于線性區(qū)域，它不能通過增加阻尼電阻來調(diào)整。因為此時將需要太大的電阻，而且振蕩和下降沿將會太慢。只有重新設(shè)計變壓器降低過大的漏感才能解決這個問題。圖10b為對應的仿真波形。

圖10 大漏感波形Fig.10 Large Llkwaveforms

4.3 一次電感變小時，驅(qū)動器波形及分析

從實驗圖11a 或仿真圖11b 波形均可以看出，過小的一次電感將導致驅(qū)動脈沖頂部和底部嚴重下垂，下垂幅值達5.1V，與式（8）計算的柵-源極電壓平頂降落δ為5.26V 基本相符，由（8）也知增加一次電感可以解決該問題。

圖11 小電感波形Fig.11 Small Lpwaveforms

4.4 柵極電容變大時，驅(qū)動器波形及分析

從實驗圖12a 或仿真圖12b 波形均可以看出大的柵極電容下，驅(qū)動脈沖上升延很緩慢。緩慢的上升沿使開關(guān)管長時間處于放大階段，導致開關(guān)管快速過熱。此外，過大的柵極電容也要求驅(qū)動變壓器更大的驅(qū)動能力。從式（5）亦知：CISS增加時，柵-源極電壓上升時間Tr1增加。增加PWM 芯片驅(qū)動能力可解決該問題。

圖12 大柵極電容波形Fig.12 Large CISSwaveforms

4.5 柵極電阻變大時，驅(qū)動器波形及分析

從實驗圖13a 或仿真圖13b 波形均可以看出，由于太大的柵極電阻R2導致邊緣脈沖彎曲，慢的上升下降沿使開關(guān)管長時間處于放大階段，導致開關(guān)管快速過熱，從式（6）知柵-源極電壓上升時間Tr1隨著R2增加而增加。減少柵極電阻可解決該問題。關(guān)斷存在振蕩，振蕩周期約為0.3μs，如圖13a 所示。實驗值與計算值0.32μs 基本吻合。

圖13 大柵極電阻波形Fig.13 Large R2waveforms

4.6 耦合電容變大時，驅(qū)動器波形及分析

驅(qū)動器耦合電容C1為2μF，波形如圖14 所示，平頂壓降為2.6V。圖9 電容C1為1μF，平頂壓降為2.4V。兩者對比知，耦合電容C1增加，平頂壓降增加。由于柵-源極電壓建立時間隨著耦合電容的增加而增加，進而根據(jù)式（7）可知頂部柵極電壓隨著驅(qū)動脈沖持續(xù)的時間增加而降低。

圖14 大耦合電容波形Fig.14 Large C1waveforms

5 變壓器隔離的雙管驅(qū)動器實驗驗證

為驗證設(shè)計的帶耦合電感的變壓器隔離雙管驅(qū)動器的可行性、正確性，在300V～2 500V 輸入24V輸出雙管反激輔助電源中進行了進一步實驗驗證。雙管反激輔助電源樣機實物圖如圖15 所示。

圖15 輔助電源樣機實物Fig.15 Entity of APS prototype

當輸入電壓為2.49kV，開關(guān)頻率50kHz，負載30W 時，雙管反激輔助電源驅(qū)動相關(guān)波形如圖16所示。

圖16 輸入電壓為2.49kV 時，輔助電源波形Fig.16 APS waveforms of input voltage 2.49kV

圖16 中，Vin為輔助電源輸入電壓，VVT1為輔助電源上管VT1漏-源極電壓波形，VVT2、ug2分別為輔助電源下管VT2漏-源極、柵-源極電壓波形。從ug2波形可以看出其上升下降延時小，關(guān)斷有負壓。開關(guān)管VT2導通延遲時間td(on)約80ns，下降時間tf約80ns，關(guān)斷延遲時間td(off)約135ns，上升時間tr約135ns。實驗結(jié)果表明設(shè)計的帶耦合電感的變壓器隔離的雙管驅(qū)動器驅(qū)動脈沖上升下降延時小，開通關(guān)斷迅速，能滿足高頻高電壓輸入輔助電源雙管驅(qū)動要求。

6 結(jié)論

（1）針對高電壓輸入雙管反激輔助電源驅(qū)動具有高電壓隔離、高頻率、低延時和無外接電源等特點，對比分析幾種可行的變壓器隔離雙管驅(qū)動方案，確定了本文所研究的高電壓輸入雙管輔助電源的驅(qū)動電路。

（2）設(shè)計了變壓器隔離的雙管驅(qū)動器，通過調(diào)整驅(qū)動變壓器繞組比，確保了開關(guān)管在各種控制脈沖下的充分導通，通過增加柵極信號耦合電感，提高了開關(guān)管驅(qū)動信號的同步性，并實驗驗證了其正確性。

（3）根據(jù)驅(qū)動脈沖的不同階段，將驅(qū)動器電路等效為脈沖上升、脈沖平頂和脈沖下降三個階段，給出相應的等效電路，并推導出各階段驅(qū)動相關(guān)公式，分析了驅(qū)動主要參數(shù)對驅(qū)動器性能的影響，并基于Pspice 仿真和實驗驗證了其正確性。

（4）最后在300V～2 500V 輸入24V 輸出的雙管反激輔助電源樣機上進一步驗證了所設(shè)計的帶耦合電感變壓器隔離的雙管驅(qū)動器。

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