魏麗君，謝永超

（1.中南大學(xué)地球科學(xué)與信息物理學(xué)院，湖南 長(zhǎng)沙 410083；2.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南 株洲 412001）

鏈?zhǔn)届o止同步補(bǔ)償器控制系統(tǒng)的研究與設(shè)計(jì)

魏麗君1，2，謝永超2

（1.中南大學(xué)地球科學(xué)與信息物理學(xué)院，湖南 長(zhǎng)沙 410083；2.湖南鐵道職業(yè)技術(shù)學(xué)院，湖南 株洲 412001）

該文基于串聯(lián)多電平技術(shù)，完成一套鏈?zhǔn)届o止同步補(bǔ)償器控制系統(tǒng)的研究與設(shè)計(jì)。根據(jù)反饋解耦控制算法和單級(jí)倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制方法，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，以TMS320F28335為核心處理器，采用軟件算法實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償器直流側(cè)電壓均衡控制。設(shè)計(jì)鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)的三相電壓源逆變器，構(gòu)成鏈?zhǔn)届o止同步補(bǔ)償器系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)無(wú)功補(bǔ)償控制。經(jīng)過(guò)試驗(yàn)測(cè)試，結(jié)果表明：該系統(tǒng)的無(wú)功補(bǔ)償效果與理論一致，設(shè)計(jì)可行、可靠。

無(wú)功補(bǔ)償；反饋解耦控制算法；串聯(lián)多電平；鏈?zhǔn)届o止同步補(bǔ)償器

0　引　言

隨著電力行業(yè)的日益發(fā)展和相關(guān)新型裝置的廣泛運(yùn)用，電能質(zhì)量問(wèn)題日益凸顯。諧波的存在造成了無(wú)功功率的增加，給電網(wǎng)造成了污染，同時(shí)也增加了設(shè)備的容量。因此，開(kāi)發(fā)新的智能裝置，對(duì)電力系統(tǒng)進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償顯得越發(fā)重要。目前主要采用靜止無(wú)功補(bǔ)償器（SVC）和靜止同步補(bǔ)償器（STATCOM）進(jìn)行無(wú)功功率的補(bǔ)償[1-3]。SVC目前在同容量成本上較STATCOM低，但在動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和可控性能方面，STATCOM遠(yuǎn)優(yōu)于SVC。STATCOM還可以設(shè)計(jì)用作濾除電力系統(tǒng)諧波的有源濾波器[4-5]。

本文根據(jù)反饋解耦控制算法和單級(jí)倍頻載波相移正弦脈寬調(diào)制方法，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，以TMS320F28335為核心處理器，用軟件算法實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償器直流側(cè)電壓均衡控制，設(shè)計(jì)了鏈?zhǔn)浇Y(jié)構(gòu)的三相電壓源逆變器，構(gòu)成了鏈?zhǔn)届o止同步補(bǔ)償器系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)對(duì)電網(wǎng)的無(wú)功補(bǔ)償。相比傳統(tǒng)的無(wú)功補(bǔ)償設(shè)備，本文設(shè)計(jì)的系統(tǒng)具有調(diào)節(jié)速度、運(yùn)行范圍寬的優(yōu)點(diǎn)，而且在采取多重化、多電平或PWM技術(shù)等措施后可減少補(bǔ)償電流中諧波的含量[6-8]。

1　系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案

本設(shè)計(jì)的主要目的是實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)的無(wú)功補(bǔ)償，采用串聯(lián)多電平技術(shù)，系統(tǒng)分為主電路和控制電路兩部分。系統(tǒng)總體電路結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

圖1　系統(tǒng)整體硬件框圖

2　系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

2.1系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖

系統(tǒng)由主電路和控制電路兩部分組成，硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。主電路拓?fù)錇榇?lián)5電平逆變器；控制電路主要包括DSP控制器、24路PWM波形發(fā)生器等。其中DSP主要完成相關(guān)控制算法、負(fù)載電流的檢測(cè)、補(bǔ)償電流的采樣等。而24路PWM波形發(fā)生器采用FPGA實(shí)現(xiàn)[9]。

圖2　系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)框圖

2.2控制電路硬件設(shè)計(jì)

2.2.1控制電路總體結(jié)構(gòu)

控制電路是整個(gè)系統(tǒng)的重要組成部分，采用FPGA+DSP的全數(shù)字控制平臺(tái)方案，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。其中，F(xiàn)PGA主要實(shí)現(xiàn)PWM信號(hào)的產(chǎn)生，而直流側(cè)電壓控制、基波電網(wǎng)電壓鎖相、統(tǒng)過(guò)壓、過(guò)流保護(hù)、指令電流運(yùn)算系等功能則由DSP負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)。為了確保采樣的精度，采用3片AD7656對(duì)三相電網(wǎng)電壓usa、usb、usc，三相電網(wǎng)電流isa、isb、isc，STATCOM輸出電流 ica、icb、icc以及負(fù)載電流 ila、ilb、ilc，各 2H橋直流側(cè)電容電壓udck（k=1，2，…，6）共18路信號(hào)進(jìn)行轉(zhuǎn)換。

圖3　控制電路硬件結(jié)構(gòu)框圖

2.2.2信號(hào)調(diào)理電路

信號(hào)調(diào)理電路分為兩級(jí)，如圖4所示。第1級(jí)主要去除信號(hào)中的高頻干擾，設(shè)計(jì)采用抗混疊低通濾波器；第2級(jí)主要完成信號(hào)放大，將經(jīng)過(guò)濾波處理后的信號(hào)幅值調(diào)整到合適范圍后由A/D轉(zhuǎn)換器完成模數(shù)轉(zhuǎn)換[10]。

圖4　信號(hào)調(diào)理電路

根據(jù)采樣信號(hào)的頻率（50 Hz），設(shè)計(jì)截止頻率為100Hz的一階低通濾波器，并同相輸入；其中，C1=0.1 μF，R1=10 kΩ，R2=10 kΩ，R3=510 Ω，R5=6.2 kΩ，R6=6.6kΩ，R8=20kΩ。

2.2.3過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路

在硬件設(shè)計(jì)過(guò)程中，為了實(shí)現(xiàn)控制算法，需要對(duì)變換過(guò)程中的信號(hào)進(jìn)行同步，而準(zhǔn)確鎖相要求電路能夠準(zhǔn)確檢測(cè)出正弦電網(wǎng)電壓信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)，為后面采用軟件方法實(shí)現(xiàn)鎖相提供條件，過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路如圖5所示。

圖5　過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路

為了保證同相以及實(shí)現(xiàn)信號(hào)的隔離，設(shè)計(jì)加入一個(gè)反相跟隨電路。由于電網(wǎng)電壓存在一定的干擾，故設(shè)計(jì)采用遲滯比較電路，滯后量由R13和R15決定，取滯后量為1mV，根據(jù)上圖，可得滯后量的表達(dá)式為

式中：VOH——輸出端高電頻，mV；

VOL——輸出端低電頻，mV。

選取R15為1MΩ，R13為10kΩ。由LM311的特性可得：電路中輸入的正弦波信號(hào)高于零電壓時(shí)，輸出為高電平；低于零電壓時(shí)，則輸出低電平。因此通過(guò)該電路，正弦信號(hào)將變?yōu)榉讲ㄐ盘?hào)，其幅值為5V。其上升沿對(duì)應(yīng)正弦波的過(guò)零點(diǎn)。因此，DSP捕捉過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路輸出信號(hào)的上升沿，即可得到原正弦信號(hào)的過(guò)零點(diǎn)。

2.2.4保護(hù)電路

過(guò)壓過(guò)流保護(hù)電路如圖6所示。

圖6　保護(hù)電路

保護(hù)電路的輸入端接信號(hào)調(diào)理電路的輸出，電路分為3級(jí)。第1級(jí)為L(zhǎng)M324與二極管組成的取絕對(duì)值電路，將正負(fù)電壓轉(zhuǎn)化為正電壓以便進(jìn)行比較。第2級(jí)跟隨器電路由LM324構(gòu)成，其輸出接入由LM311組成的第3級(jí)比較電路。正常情況下，調(diào)理電路的輸出信號(hào)幅值為0～8V，所以非故障情況下，輸入LM311的信號(hào)幅值最大為8V。因此，設(shè)置保護(hù)電路的電壓閾值為9V。

3　系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)及指令電流計(jì)算的軟件實(shí)現(xiàn)

3.1系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)包括3個(gè)環(huán)節(jié)：

1）按照反饋解耦的控制算法對(duì)采樣信號(hào)進(jìn)行處理，得到無(wú)功補(bǔ)償?shù)闹噶铍妷盒盘?hào)。

2）根據(jù)指令電壓信號(hào)生成驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的PWM信號(hào)。

3）實(shí)現(xiàn)功率單元和控制單元通信。

3.2指令電流計(jì)算的軟件實(shí)現(xiàn)

無(wú)功補(bǔ)償?shù)闹噶铍妷盒盘?hào)是通過(guò)反饋解耦控制算法計(jì)算得出的，程序主要分為主程序和定時(shí)器中斷程序兩部分。

1）主程序流程圖

主程序流程如圖7所示。主程序中，DSP主要完成H橋模塊開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)信號(hào)轉(zhuǎn)換為不同頻率的方波。

圖7　主程序流程圖

2）捕獲中斷子程序流程圖

捕獲中斷子程序流程如圖8所示，此中斷由過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)電路輸出方波的上升沿觸發(fā)。

圖8　捕獲定時(shí)器中斷程序流程圖

3）EPWM1定時(shí)器中斷程序流程圖

EPWM1定時(shí)器中斷程序流程如圖9所示，其主要任務(wù)就是在確定工作狀態(tài)無(wú)故障的情況下，計(jì)算得出指令電壓信號(hào)，對(duì)其進(jìn)行調(diào)整，得到PWM的調(diào)制波信號(hào)。

圖9　EPWM1定時(shí)器中斷程序流程圖

4）狀態(tài)解耦控制及直流側(cè)電壓控制程序流程圖

狀態(tài)解耦控制算法及直流側(cè)電壓控制算法的軟件實(shí)現(xiàn)流程如圖10所示，首先，進(jìn)行所需要的各電氣量的采樣，當(dāng)捕獲計(jì)數(shù)值達(dá)到要求后，計(jì)算dq變換所需要的數(shù)學(xué)量值及直流電壓控制所需要的電流、電壓量值，然后對(duì)三相補(bǔ)償電流和電網(wǎng)電壓進(jìn)行dq變換，同時(shí)進(jìn)行指令電流運(yùn)算和PI調(diào)節(jié)，輸出量經(jīng)dq反變換即可得到指令電壓信號(hào)。

圖10　狀態(tài)解耦控制程序流程圖

4　試驗(yàn)測(cè)試及結(jié)果

本設(shè)計(jì)的裝置主要是補(bǔ)償電網(wǎng)無(wú)功功率，主要測(cè)試：

1）測(cè)試各模塊直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡性。

2）測(cè)試STATCOM輸出端電壓波形，驗(yàn)證單級(jí)倍頻CPS-SPWM調(diào)制方法的正確性。

3）測(cè)試STATCOM輸出電壓電流波形，檢驗(yàn)系統(tǒng)的無(wú)功補(bǔ)償效果。

4）測(cè)試系統(tǒng)過(guò)壓過(guò)流等故障情況下的保護(hù)功能。

4.1直流側(cè)電壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程及控制效果

首先，測(cè)試直流側(cè)電壓的啟動(dòng)過(guò)程，共分為兩個(gè)步驟：1）在A、B、C三相H橋模塊各串聯(lián)一個(gè)57Ω的限流電阻，使變流器的開(kāi)關(guān)管IGBT處于閉鎖狀態(tài)，利用與IGBT開(kāi)關(guān)管的反并聯(lián)二極管實(shí)現(xiàn)不可控整流，從電網(wǎng)吸收有功功率，對(duì)H橋直流側(cè)電容充電，結(jié)束后，直流側(cè)電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，即H橋模塊直流側(cè)電容電壓之和等于電網(wǎng)線電壓峰值；2）時(shí)間繼電器動(dòng)作將限流電阻短接，然后解鎖整個(gè)變流器的開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖，利用PWM高頻整流繼續(xù)從電網(wǎng)吸收有功功率，將直流側(cè)電容電壓升高到給定值并穩(wěn)定在其附近。

實(shí)驗(yàn)時(shí)，利用三相可編程電源模擬三相電網(wǎng)，若給定電網(wǎng)電壓為40 V，第1階段為開(kāi)關(guān)管反并聯(lián)二極管不控整流階段，穩(wěn)定后H橋模塊直流側(cè)電壓為24.5V，當(dāng)H橋模塊直流側(cè)電壓值趨于穩(wěn)定以后控制繼電器動(dòng)作把限流電阻短接，進(jìn)入第2階段，即PWM高頻整流，實(shí)驗(yàn)波形如圖11所示。

圖11　直流側(cè)電壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程波形

圖12給出了PWM高頻整流階段H橋模塊直流側(cè)電壓的實(shí)驗(yàn)波形，兩個(gè)H橋模塊的直流側(cè)電壓恒定上升到給定值75V附近。這是因?yàn)椋?dāng)H橋單相電路模塊電壓值接近給定值時(shí)，PI調(diào)節(jié)器開(kāi)始起作用，使得調(diào)節(jié)后的電壓值不至于升得過(guò)高，而是穩(wěn)定在給定值75V附近。

圖12　穩(wěn)定后A相兩個(gè)H橋模塊直流側(cè)電壓

4.2單級(jí)倍頻CPS-SPWM技術(shù)

直流側(cè)電壓穩(wěn)定后，即可啟動(dòng)系統(tǒng)進(jìn)行無(wú)功補(bǔ)償。系統(tǒng)主電路為基于串聯(lián)多電平的電壓源逆變器，驅(qū)動(dòng)信號(hào)的生成采用單級(jí)倍頻CPS-SPWM技術(shù)，按照?qǐng)D2～圖10所示算法，單相逆變器的輸出端相電壓應(yīng)為5電平類似正弦信號(hào)的階梯狀波形。由于主電路采用Δ型連接，測(cè)試Ca，Cb，Cc任意兩點(diǎn)間電壓波形，得到的是三相線電壓，根據(jù)相電壓波形，可知線電壓應(yīng)為9電平階梯狀類似正弦信號(hào)的波形，即為補(bǔ)償器輸出濾波前的電壓波形。用示波器測(cè)量Ca、Cb兩點(diǎn)間電壓，得到的結(jié)果如圖13所示。

圖13　補(bǔ)償器輸出端濾波前電壓波形

圖中給出了補(bǔ)償器輸出濾波前電壓的實(shí)驗(yàn)波形，電壓共9電平，頻率50Hz，與單級(jí)倍頻CPS-SPWM技術(shù)理論分析結(jié)果一致，證明了這種PWM信號(hào)調(diào)制方法的正確性。

4.3無(wú)功補(bǔ)償效果測(cè)試

將負(fù)載與電網(wǎng)斷開(kāi)，此時(shí)補(bǔ)償裝置和電網(wǎng)直接相連，補(bǔ)償器輸出端電流超前電壓90°，電壓幅值高于電網(wǎng)電壓，測(cè)量補(bǔ)償器輸出端濾波后電流及采樣電壓，得到的結(jié)果如圖14所示。其中，電流為補(bǔ)償器輸出端電流，電壓為DA輸出的補(bǔ)償器輸出端電壓的采樣值。由圖可知，補(bǔ)償器輸出端電流相位超前電壓相位約90°，補(bǔ)償器工作在容性工況，與理論結(jié)果一致。

圖14　補(bǔ)償器輸出端濾波后電流及采樣電壓波形

4.4過(guò)流保護(hù)測(cè)試

當(dāng)裝置在正常運(yùn)行或啟動(dòng)時(shí)，當(dāng)裝置電流輸出大于額定電流20A的10%，即22A時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)入過(guò)流保護(hù)，閉鎖PWM脈沖，故障指示燈亮。當(dāng)電流恢復(fù)到正常范圍，系統(tǒng)恢復(fù)正常運(yùn)行。

5　結(jié)束語(yǔ)

根據(jù)測(cè)試實(shí)驗(yàn)，可得以下實(shí)驗(yàn)結(jié)論：

1）直流側(cè)電壓?jiǎn)?dòng)過(guò)程及控制效果測(cè)試結(jié)果表明，文中設(shè)計(jì)采用的控制方法能夠?qū)崿F(xiàn)直流側(cè)電壓的穩(wěn)定和均衡控制。

2）單采用級(jí)倍頻CPS-SPWM技術(shù)能夠得到多電平輸出電壓。

3）無(wú)功補(bǔ)償效果測(cè)試結(jié)果與理論一致。

4）過(guò)壓過(guò)流保護(hù)測(cè)試結(jié)果符合設(shè)計(jì)要求。

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Research and design of control system for cascade static synchronous compensators

WEI Lijun1，2，XIE Yongchao2
（1.School of Geosciences and Info-Physics，Central South University，Changsha 410083，China；2.Hu’nan Railway Professional Technology College，Zhuzhou 412001，China）

A control system for cascade static synchronous compensators has been developed on the basis of cascaded multilevel technology.In combination with feedback decoupling control algorithm and sinusoidal pulse width modulation for single-level frequency doubling carrier phase shifting，using cascaded multilevel technology，TMS320F28335 as core processor and software algorithm were employed to realize compensator DC-side voltage balancing control.A chain-linked three-phase voltagesourceinverterwasdesignedaccordinglytoconstituteacascadestaticsynchronous compensator system，thus achieving the goal of reactive power compensation control.Tests prove that the system is feasible and reliable.

reactive power compensation；feedback decoupling control algorithm；cascaded multilevel；cascade static synchronous compensator

A

1674-5124（2015）12-0100-06

10.11857/j.issn.1674-5124.2015.12.025

2015-01-20；

2015-03-06

魏麗君（1983-），男，湖南婁底市人，講師，碩士，研究方向?yàn)橹悄軆x器與儀表、電子技術(shù)。