江 潔，張風(fēng)源，陳 劼，林閩佳

（上海航天電子技術(shù)研究所，上海 201109）

0 引言

電波主要是在自由空間傳播，信道參數(shù)較穩(wěn)定，信道的主要干擾是加性高斯白噪聲。在此恒參信道中，用相移鍵控（PSK）調(diào)制方式可獲得最佳的接收性能，并能有效利用衛(wèi)星頻帶，因此在現(xiàn)發(fā)射機(jī)設(shè)計(jì)中正交相移鍵控（QPSK）調(diào)制方式得到了廣泛應(yīng)用。偏移正交相移鍵控（OQPSK）的實(shí)現(xiàn)難度與QPSK相同，但OQPSK的非線性抑制能力更好，目前已成為衛(wèi)星數(shù)據(jù)多通道并行下傳方案中的主要調(diào)制方式。

OQPSK調(diào)制技術(shù)已較成熟，相關(guān)研究文獻(xiàn)并不多，分析基帶數(shù)據(jù)流對(duì)調(diào)制影響則更少。目前，衛(wèi)星研制中多次出現(xiàn)了傳輸頻譜畸變等現(xiàn)象。與典型調(diào)制頻譜相比，畸變頻譜信號(hào)主包絡(luò)在固定位置出現(xiàn)明顯凹陷，工程中多用增加擾碼長(zhǎng)度選取特定碼片臨時(shí)解決，未見(jiàn)相關(guān)文獻(xiàn)對(duì)此現(xiàn)象進(jìn)行研究。為在工程實(shí)踐中更好地使用OQPSK調(diào)制技術(shù)，本文對(duì)基帶數(shù)據(jù)加擾方式與OQPSK調(diào)制頻譜變化進(jìn)行了研究。

1 衛(wèi)星數(shù)傳信號(hào)處理流程

數(shù)傳系統(tǒng)主要完成星上各載荷遙感數(shù)據(jù)的接收、格式化編排、數(shù)據(jù)復(fù)接、加擾、數(shù)據(jù)存儲(chǔ)、調(diào)制、放大、濾波等處理后通過(guò)天線下傳信號(hào)。數(shù)傳鏈路模型如圖1所示，幀格式如圖2所示［1－2］。

圖1 數(shù)傳鏈路模型Fig.1 Model of data transmission chain

載荷數(shù)據(jù)進(jìn)入數(shù)傳系統(tǒng)后先進(jìn)行復(fù)接和組幀，按圖2中的幀格式要求進(jìn)行數(shù)據(jù)編碼處理。數(shù)據(jù)編碼處理并不改變虛擬信道數(shù)據(jù)單元（VCDU）數(shù)據(jù)單元中的數(shù)據(jù)，只是生成了編碼校驗(yàn)符。同時(shí)，為避免數(shù)據(jù)出現(xiàn)全“0”、全“1”長(zhǎng)碼，數(shù)據(jù)處理器要求對(duì)復(fù)接后的數(shù)據(jù)進(jìn)行加擾，方法是使數(shù)據(jù)幀除幀頭外的每位與一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的偽隨機(jī)序列異或。在接收端，同一序列與所接收的數(shù)據(jù)幀異或，以去除隨機(jī)圖型，恢復(fù)原數(shù)據(jù)?？砂l(fā)現(xiàn)，一旦確定了加擾方式，每幀都會(huì)用相同的偽隨機(jī)序列序列進(jìn)行加擾處理。

2 基帶數(shù)據(jù)流設(shè)計(jì)

經(jīng)數(shù)據(jù)處理后的載荷數(shù)據(jù)送至調(diào)制發(fā)射模塊進(jìn)行OQPSK調(diào)制。按現(xiàn)有衛(wèi)星應(yīng)用方式進(jìn)行劃分，數(shù)據(jù)處理有主要以下兩種。

a）合路加擾

各接口數(shù)據(jù)關(guān)系如圖3所示。

衛(wèi)星數(shù)傳系統(tǒng)中，該組幀方式是一種常見(jiàn)的數(shù)據(jù)處理方式：載荷數(shù)據(jù)送入數(shù)據(jù)處理器后，處理器對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)接和組幀；組幀后的數(shù)據(jù)以幀為單位進(jìn)行編碼、加擾；對(duì)數(shù)據(jù)流按bit進(jìn)行串、并轉(zhuǎn)換成2路數(shù)據(jù)分別送至OQPSK調(diào)制的I、Q路輸入端。此組幀加擾方式既可保證I、Q每路數(shù)據(jù)的隨機(jī)性，又能保證I、Q兩路數(shù)據(jù)間關(guān)系的隨機(jī)性。

b）IQ分路加擾

各接口數(shù)據(jù)關(guān)系如圖4所示。

IQ分路組幀是近年來(lái)國(guó)內(nèi)新采用的一種數(shù)據(jù)處理方式，載荷數(shù)據(jù)送入數(shù)據(jù)處理器后，針對(duì)調(diào)制器的輸入數(shù)據(jù)流為兩路（I、Q路）的特點(diǎn)，對(duì)這兩路數(shù)據(jù)流分別進(jìn)行組幀、加擾。其特點(diǎn)是I、Q兩路數(shù)據(jù)具獨(dú)立性，信號(hào)解調(diào)后，可對(duì)其中一路數(shù)據(jù)直接進(jìn)行相關(guān)分析和使用。此組幀加擾方式可保證I、Q每路數(shù)據(jù)的隨機(jī)性，但由于每幀數(shù)據(jù)的編碼加擾方式相同，如I、Q兩路間的數(shù)據(jù)相似或相同，經(jīng)編碼加擾，兩路數(shù)據(jù)間的相對(duì)關(guān)系并未發(fā)生明顯變化。

圖2 數(shù)傳幀格式Fig.2 Data transmission frame format

圖3 IQ合路加擾幀格式Fig.2 Frame format of IQ collective framing

圖4 IQ分路加擾幀格式Fig.4 Frame format of IQ respective framing

由上述分析可知：因載荷數(shù)據(jù)的組幀方式固定，每幀數(shù)據(jù)的編碼、加擾方式相同，I、Q兩路分別經(jīng)相同的編碼加擾后，兩路數(shù)據(jù)間的相對(duì)關(guān)系無(wú)明顯變化。載荷數(shù)據(jù)，單載荷的高低位數(shù)據(jù)分組產(chǎn)生的I、Q，或多路載荷數(shù)據(jù)分別獨(dú)立組幀，都存在I、Q兩路數(shù)據(jù)間隨機(jī)性不強(qiáng)，數(shù)據(jù)具相似性，甚至出現(xiàn)大量長(zhǎng)0、長(zhǎng)1的缺點(diǎn)。

OQPSK調(diào)制所需數(shù)據(jù)為雙極性信號(hào)（數(shù)據(jù)“1”用“1”表示，數(shù)據(jù)“0”用“－1”表示）。設(shè)I路數(shù)據(jù)序列為I（n），Q路數(shù)據(jù)序列為Q（n），IQ分路組幀后加擾的設(shè)計(jì)方案無(wú)法避免數(shù)據(jù)流出現(xiàn)長(zhǎng)段I（n）＝Q（n）或I（n）＝－Q（n）。

3 OQPSK調(diào)制模型

OQPSK 調(diào)制原理如圖5所示［3－5］。圖中：延遲Ts／2電路是為保證I、Q兩個(gè)支路碼元偏移0.5個(gè)碼元周期。低通濾波器（LPF）作用是對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行限帶處理，帶通濾波器（BPF）的作用是形成OQPSK信號(hào)的頻譜形狀，保持包絡(luò)恒定。

圖5 OQPSK調(diào)制器原理Fig.5 Principle of OQPSK modulation

OQPSK信號(hào)可表示為

式中：I（t），Q（t）分別為序列I（n），Q（n）的時(shí)域表示；ωc為載波頻率。

為更清楚地表示調(diào)制后的時(shí)域波形相位的變化，本文定義載波頻率ωc＝2／Ts，此處Ts為I、Q 路信號(hào)單個(gè)碼元周期。該定義不影響仿真分析的有效性，分析結(jié)果普遍適于其他載波頻率。

兩路數(shù)據(jù)及調(diào)制后的仿真結(jié)果如圖6所示。

QPSK信號(hào)兩路正交的信號(hào)為碼元同步，OQPSK調(diào)制中將正交路信號(hào)偏移Ts／2，目的是消除QPSK調(diào)制中已調(diào)信號(hào)突然相移180°的現(xiàn)象，每隔Ts／2信號(hào)相位只可能發(fā)生±90°的變化。因而星座圖中信號(hào)點(diǎn)沿正方形四邊移動(dòng)，如圖7所示。

圖6 OQPSK調(diào)制時(shí)域仿真結(jié)果Fig.6 Timing simulation of OQPSK modulation

圖7 OQPSK相位轉(zhuǎn)移Fig.7 Phase transferring of OQPSK modulation

4 IQ分路加擾對(duì)OQPSK調(diào)制的影響

當(dāng)I（t）＝Q（t）時(shí)，兩路數(shù)據(jù)及其調(diào)制后的時(shí)序仿真結(jié)果如圖8、9所示。由圖9可知：當(dāng)I、Q兩路數(shù)據(jù)一致時(shí)，由調(diào)制后時(shí)域波形可看出載波頻率的相位變化始終為－π／2，此時(shí)OQPSK調(diào)制的相位轉(zhuǎn)移始終向逆時(shí)針?lè)较蛞苿?dòng)。

圖8 I、Q數(shù)據(jù)相同時(shí)OQPSK調(diào)制時(shí)域仿真結(jié)果Fig.8 Timing simulation and OQPSK modulation with same I／Q

圖9 I、Q數(shù)據(jù)相同時(shí)OQPSK調(diào)制相位轉(zhuǎn)移Fig.9 Phase transferring of OQPSK modulation with same I／Q

當(dāng)I（t）＝－Q（t）時(shí)，兩路數(shù)據(jù)及其調(diào)制后的時(shí)序仿真結(jié)果如圖10、11所示。由圖11可知：當(dāng)I、Q兩路數(shù)據(jù)相反時(shí)，由調(diào)制后時(shí)域波形可看出載波頻率的相位變化始終為π／2，此時(shí)OQPSK調(diào)制的相位轉(zhuǎn)移始終向順時(shí)針?lè)较蛞苿?dòng)。

4.1 數(shù)學(xué)模型

OQPSK調(diào)制信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為

圖10 I、Q數(shù)據(jù)相反時(shí)OQPSK調(diào)制時(shí)域仿真結(jié)果Fig.10 Timing simulation of OQPSK modulation with inverse I／Q

圖11 I、Q數(shù)據(jù)相反時(shí)OQPSK調(diào)制相位轉(zhuǎn)移Fig.11 Phase transferring of OQPSK modulation with inverse I／Q

式中：σ（ω）為單位沖激函數(shù)。

OQPSK調(diào)制信號(hào)的頻域表達(dá)式為

OQPSK調(diào)制信號(hào)的頻域表達(dá)式可簡(jiǎn)化為

圖12H1（jω），H2（jω）頻域圖Fig.12 Frequency domain ofH1（jω）andH2（jω）

假設(shè)I路（或Q路）信號(hào)的頻譜經(jīng)ωc的載波搬移后得到FI（jω）如圖13（a）所示，經(jīng) OQPSK 調(diào)制后頻譜如圖13（c）所示。由圖可知：當(dāng)OQPSK調(diào)制的I、Q兩路信號(hào)相同時(shí)，相當(dāng)于將I路信號(hào)的頻譜進(jìn)行了H1（jω）頻域的濾波后再將頻譜搬移到載波頻率ωc。調(diào)制后的信號(hào)頻譜發(fā)生畸變，與典型的調(diào)制頻譜相比，信號(hào)主包絡(luò)頻譜在偏離載波頻率－π／Ts附近出現(xiàn)明顯凹陷。

當(dāng)I（t）＝－Q（t）時(shí)，其 OQPSK調(diào)制信號(hào)的頻域表達(dá)式可簡(jiǎn)化為

此時(shí)，OQPSK調(diào)制后的頻譜相當(dāng)于將I路信號(hào)的頻譜進(jìn)行了H2（jω）頻譜的濾波后再將頻譜搬移到載波頻率ωc。調(diào)制后的信號(hào)頻譜發(fā)生畸變，與典型的調(diào)制頻譜相比，信號(hào)主包絡(luò)頻譜在偏離載波頻率＋π／Ts附近出現(xiàn)明顯凹陷。

4.2 仿真分析

由于PN序列的隨機(jī)性，仿真中采用兩路相同的PN15序列代替I（t），Q（t）序列進(jìn)行仿真分析，這樣可模擬I、Q兩路數(shù)據(jù)自身具有良好的隨機(jī)性，但兩路間存在相關(guān)性。兩路相同的PN15碼分別通過(guò)I、Q兩路送至OQPSK調(diào)制，得到頻譜圖如圖14所示。

圖13 IQ數(shù)據(jù)相同時(shí)OQPSK調(diào)制信號(hào)頻譜Fig.13 Frequency spectrum of OQPSK modulation with the same I／Q

圖14 I、Q數(shù)據(jù)相同時(shí)OQPSK調(diào)制頻域仿真圖Fig.14 Frequency domain simulation of OQPSK modulation with same I／Q

由圖14可知：當(dāng)I、Q數(shù)據(jù)為相同的PN序列時(shí)，經(jīng)OQPSK調(diào)制后頻譜圖是將PN序列的頻域經(jīng)H1（jω）頻譜的濾波后的頻譜平移到載波頻率上。OQPSK調(diào)制后頻譜在偏離載波頻率－π／Ts附近出現(xiàn)明顯衰減。

同樣，當(dāng)I（t）＝－Q（t）時(shí)，即2路相反的PN15碼分別通過(guò)I、Q兩路送至OQPSK調(diào)制，所得頻譜圖如圖15所示。由圖15可知：當(dāng)I、Q數(shù)據(jù)為相反的PN序列時(shí)，經(jīng)過(guò)OQPSK調(diào)制后頻譜圖是將PN序列的頻域經(jīng)過(guò)H2（jω）頻譜濾波后的頻譜平移到載波頻率上。OQPSK調(diào)制后頻譜在偏離載波頻率＋π／Ts附近出現(xiàn)明顯衰減。

圖15 I、Q數(shù)據(jù)相反時(shí)OQPSK調(diào)制頻域仿真結(jié)果Fig.15 Frequency domain simulation of OQPSK modulation with inverse I／Q

4.3 測(cè)試結(jié)果

對(duì)仿真所示的PN碼調(diào)制信號(hào)頻譜圖進(jìn)行了實(shí)際的驗(yàn)證測(cè)試，兩路相同或相反的PN15序列通過(guò)調(diào)制發(fā)射機(jī)的I、Q路進(jìn)行OQPSK調(diào)制，在數(shù)傳通信鏈路中通過(guò)調(diào)制發(fā)射機(jī)的輸出端進(jìn)行頻譜測(cè)量，設(shè)定信道帶寬112.5MHz，頻譜圖如圖16所示。相關(guān)性，分析了載荷數(shù)據(jù)分I、Q路組幀后對(duì)

4.4 兩種加擾方式OQPSK調(diào)制信號(hào)對(duì)比

按CCSDS標(biāo)準(zhǔn)，加擾方式是按幀進(jìn)行，I、Q數(shù)據(jù)合路組幀后，I、Q數(shù)據(jù)交替與1個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的偽隨機(jī)序列相異或。這種數(shù)據(jù)流設(shè)計(jì)模型中，每路的規(guī)律性被打破，同時(shí)兩路間的規(guī)律性也被打破。單獨(dú)的I路或單獨(dú)的Q路解決了出現(xiàn)長(zhǎng)“0”、長(zhǎng)“1”碼問(wèn)題，同時(shí)降低了I，Q數(shù)據(jù)間的相關(guān)性。此時(shí)，OQPSK調(diào)制的相位轉(zhuǎn)移圖沿正方形四邊移動(dòng)。I、Q數(shù)據(jù)分路組幀后，僅僅解決了兩路輸入中每路的隨機(jī)性，兩路間的相關(guān)性未改變，在目標(biāo)數(shù)據(jù)相似或沒(méi)有良好的隨機(jī)性情況下，相位轉(zhuǎn)移圖常有規(guī)律地向某方向移動(dòng)，在頻譜上表現(xiàn)為頻譜失真。

由仿真和實(shí)測(cè)的頻譜圖（如圖17所示）可知：I、Q數(shù)據(jù)合路組幀既可保證每路數(shù)據(jù)的隨機(jī)性，又能實(shí)現(xiàn)兩路數(shù)據(jù)間相對(duì)關(guān)系的隨機(jī)性，頻譜包絡(luò)平滑完整，沒(méi)出現(xiàn)凹陷或凸出的頻點(diǎn)，適于數(shù)傳通信鏈路的數(shù)據(jù)傳輸。針對(duì)I、Q分路組幀時(shí)的頻譜變形問(wèn)題，目前提出了一種新的解決方案：I、Q分路組幀后采用不同的偽隨機(jī)碼序列進(jìn)行加擾，從而破壞I、Q兩路數(shù)據(jù)原本的自相關(guān)特性，達(dá)到與I、Q路數(shù)據(jù)合路組幀同樣的傳輸效果。不同的加擾方式出現(xiàn)兩個(gè)問(wèn)題：一是數(shù)據(jù)接收端用不同的解擾方式對(duì)其進(jìn)行解擾，設(shè)備不具通用性，二是為實(shí)現(xiàn)較好的信道傳輸效果需對(duì)兩種偽隨機(jī)碼的選擇進(jìn)行分析。

5 結(jié)束語(yǔ)

圖16 I、Q數(shù)據(jù)相同或相反時(shí)OQPSK調(diào)制后頻譜實(shí)測(cè)對(duì)比Fig.16 Contrast of OQPSK modulation frequency spectrum between same and inverse I／Q

圖17 IQ不同加擾方式后的頻譜實(shí)測(cè)對(duì)比Fig.17 Contrast of frequency spectrum among different way of scrambling

本文根據(jù)OQPSK調(diào)制輸入信號(hào)I、Q路數(shù)據(jù)的OQPSK調(diào)制信號(hào)的影響。研究結(jié)果表明：在OQPSK調(diào)制方式下，僅保證I、Q兩路數(shù)據(jù)自身的隨機(jī)性并不夠，I、Q兩路數(shù)據(jù)間隨機(jī)性不足，會(huì)嚴(yán)重影響信號(hào)的傳輸質(zhì)量，這種影響的特征是調(diào)制頻譜在偏離載波頻率±π／Ts附近出現(xiàn)明顯的衰減。

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