呂志香，呂德剛

（1.揚(yáng)州工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，江蘇揚(yáng)州　225127；2.哈爾濱理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱　150080）

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新型電流源型三相逆變器的軟開關(guān)拓?fù)湓O(shè)計(jì)

呂志香1，呂德剛2

（1.揚(yáng)州工業(yè)職業(yè)技術(shù)學(xué)院電氣信息工程學(xué)院，江蘇揚(yáng)州225127；2.哈爾濱理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江哈爾濱150080）

摘要：針對硬開關(guān)損耗大的缺陷，提出一種新型的應(yīng)用于電流源型三相逆變器的軟開關(guān)拓?fù)浼捌淇刂品椒?。對電流源型三相逆變器進(jìn)行了系統(tǒng)的研究，包括數(shù)學(xué)模型的建立與分析，電流空間矢量控制技術(shù)，電流雙向流動拓?fù)渑c控制，新型的軟開關(guān)拓?fù)浼捌淇刂品椒āＬ岢隽艘环N新型的應(yīng)用于電流源型三相逆變器中的軟開關(guān)拓?fù)?，明確了其控制邏輯，分析其各個模態(tài)的電壓電流特征和工作波形圖。最后使用Matlab仿真軟件在電流空間矢量控制下進(jìn)行總體仿真，驗(yàn)證了拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ目尚行院陀行?，?shí)現(xiàn)了開關(guān)的軟化，降低了開關(guān)應(yīng)力，并提高了效率。

關(guān)鍵詞：電流源型三相逆變器；電流空間矢量；雙向拓?fù)洌卉涢_關(guān)

0　引言

電力電子變換技術(shù)在工業(yè)自動化、智能交通、輸電配電、節(jié)能降耗、環(huán)境保護(hù)治理等方面起到了巨大的推動作用[1]。特別是近年來隨著世界各國工業(yè)和科技的迅速發(fā)展，電力電子變換技術(shù)正在快速更新，其對人類社會的影響與日俱增。在采用獨(dú)立運(yùn)行逆變器供電的應(yīng)用場合中，隨著用電設(shè)備的增加，對逆變器的功率等級與可靠性的要求也隨之增高[2]。

國內(nèi)在功率變流領(lǐng)域方面的研究起步較晚，與發(fā)達(dá)工業(yè)國家相比尚有較大的差距。迄今為止，國內(nèi)外學(xué)者對電流源型三相逆變器的研究相對電壓源型三相逆變器來說要少得多。在此背景下，本文對電流源型三相逆變器進(jìn)行系統(tǒng)的研究包括：數(shù)學(xué)模型的建立與分析，電流空間矢量控制技術(shù)，電流雙向流動拓?fù)渑c控制，新型軟開關(guān)拓?fù)浼捌淇刂品椒?。該研究對提升我國電力電子裝備技術(shù)具有重要的意義。

1　建模與分析

1.1d?q坐標(biāo)系下逆變器的數(shù)學(xué)模型

圖1為電流源型三相逆變器拓?fù)鋱D，其中各參數(shù)的意義：C為輸出的濾波電容；Usd，Usq為逆變器輸出電壓的d，q分量；isd，isq為逆變器輸出電流的d，q分量；ω為d?q坐標(biāo)軸的旋轉(zhuǎn)角速度；L為直流側(cè)大電感；Idc為直流側(cè)大電感的電流；R為負(fù)載；Uin為輸入直流電壓；r為

輸入側(cè)串聯(lián)電阻的等效值。

圖1　電流源型三相逆變器拓?fù)鋱D

以第6扇區(qū)為例分析，由電流源型三相逆變器的工作原理可得：

由逆變器的拓?fù)淇傻茫?/p>

將電壓和電流均進(jìn)行d?q坐標(biāo)變換，得到式（3）：

電流源型三相逆變器在d?q坐標(biāo)系下的平均模型表達(dá)式如式（5）所示，結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

圖2　電流源型三相逆變器結(jié)構(gòu)框圖

1.2電流源型三相逆變器的參數(shù)設(shè)計(jì)

由于三相逆變器采用PWM控制，而PWM有很多不同的調(diào)制方法[3]，通過這些PWM調(diào)制來控制輸出電流ik(k =a,b,c)的相位和幅值。所以可以保證的是：保持逆變器輸出電流接近正弦并且輸出電流ik和電網(wǎng)電壓uk同相。根據(jù)上述的理論說明可知，此時基波相移因數(shù)為1。功率因數(shù)的高低取決于上述兩個變量的值，而這兩個變量都可以盡量保證為1，所以功率因數(shù)也可以近似為1。據(jù)此便達(dá)到了獲得高功率因數(shù)的目的。

為了在d?q坐標(biāo)系下對整個三相逆變器系統(tǒng)進(jìn)行分析以及對控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)，需要對逆變器的輸出電壓、電感電流、負(fù)載電流進(jìn)行三相到兩相的Clarke變換和旋轉(zhuǎn)變換，得到d?q坐標(biāo)系下控制系統(tǒng)的各控制量。

假設(shè)三相逆變器輸出電流為三相對稱，則可以得出三相電流各次諧波表達(dá)式如下：

式中：ina,inb,inc分別為a,b,c相電流的第n次諧波；inm為n次電流諧波的幅值；ω為基波角頻率。通過計(jì)算可以得到各次諧波通過變換后在d?q坐標(biāo)系下的分量為：

式中：ind和inq分別為第n次諧波經(jīng)過變換后在d軸和q軸上的分量。

電流源型三相逆變器交流側(cè)電流與開關(guān)函數(shù)成正比，當(dāng)采用PWM控制時，由于開關(guān)函數(shù)中含有諧波分

量，因而逆變器交流側(cè)電流中亦含有諧波分量。為了濾除交流電流中的諧波分量，電流源型三相逆變器交流側(cè)必須設(shè)置濾波環(huán)節(jié)。LC濾波器是典型的無源濾波器，使用設(shè)計(jì)都比較簡單，能滿足基本需求，所以本文采用最簡單的LC濾波器。

電流源型三相逆變器輸出交流側(cè)的濾波環(huán)節(jié)的諧波電流傳遞函數(shù)Gh()s可表示為：

其中：R為LC濾波環(huán)節(jié)的等效電阻；Isjh()s為電流源型三相逆變器輸出電流諧波分量的拉氏變換量；Ipjh()s為電流源型三相逆變器輸出電流諧波分量的拉氏變換量；電流源型三相逆變器交流側(cè)LC濾波環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)呈現(xiàn)為二階傳遞[4]。所以當(dāng)設(shè)計(jì)LC濾波環(huán)節(jié)的參數(shù)時，首先必須要確定合理的LC濾波器的截止頻率，以濾除PWM諧波，并有效地抑制低次諧波電流。另外，還必須使LC諧波器具有一定的阻尼比，以抑制網(wǎng)側(cè)電流振蕩。

由于PWM諧波主要分布在開關(guān)頻率的整數(shù)倍頻附近，因此LC濾波器設(shè)計(jì)必須充分考慮到開關(guān)頻率點(diǎn)附近的諧波衰減，同時還必須確保足夠大的基波增益。LC濾波器的自然振蕩頻率ωn和阻尼比分別為式（9）：

根據(jù)式（9）即可求取電流源型三相逆變器的濾波器相關(guān)參數(shù)L,C。權(quán)衡考慮，LC濾波器電容C的取值范圍為：

其中：Idcmin為電流源型三相逆變器輸入端直流電流最小值；Em為電流源型三相逆變器輸出端電網(wǎng)電壓的最大值（幅值）；Pe為電流源型三相逆變器輸入直流端的額定功率；ωhmin為電流源型三相逆變器輸出交流側(cè)最低次諧波的角頻率。

一旦電容C的值取值范圍確定，即能根據(jù)截止頻率求出電感L值，進(jìn)而設(shè)計(jì)出電流源型三相逆變器輸出濾波器的其他所需參數(shù)。

2　控制技術(shù)分析

2.1電流空間矢量控制

根據(jù)電流源不能開路的特性，任意時刻三相橋拓?fù)渲斜仨毐３钟须娏魍穂5]，因此電流空間矢量的開關(guān)狀態(tài)不同于電壓空間矢量，三相逆變橋同一橋臂的上下橋臂功率器件的開關(guān)狀態(tài)并不互補(bǔ)。電流空間矢量調(diào)制中，三相橋在任意時刻必須保持三個橋臂的上橋臂和下橋臂有且只有一個橋臂同時導(dǎo)通，根據(jù)這種組合規(guī)則可以得出9種開關(guān)狀態(tài)。忽略電感上電流的脈動，認(rèn)為直流電感上電流為恒值Idc，同時忽略輸出端低通濾波器的作用，則9種開關(guān)模態(tài)對應(yīng)的輸出電流表如表1所示。

表1　所有開關(guān)模態(tài)

表1中：“0”表示開關(guān)ks關(guān)斷；“1”則表示其開通；k =1，2，…，6。電流源型三相逆變器系統(tǒng)中，三相電流在空間上相差120°。

將9個基本電流矢量分別在軸上進(jìn)行投影，可以得到9個基本電流矢量在α,β軸上的投影值如表2所示。

表2　電流基本矢量在α,β軸上的投影值

由于電感的存在，電感電流不能突變，否則會在電感兩端感應(yīng)出一個很高的電壓，導(dǎo)致功率器件過壓損壞。因此，任何時刻都必須保持三相橋上、下臂各有一個功率器件導(dǎo)通。實(shí)際中使用的功率器件并不是理想器件，有開通和關(guān)斷的延遲，為了保持電感電流連續(xù)，空間矢量脈沖中必須加入相應(yīng)的死區(qū)。實(shí)際電路中需要加入硬件死區(qū)電路。

2.2電流雙向工作原理與分析

為了彌補(bǔ)傳統(tǒng)拓?fù)渲荒軐?shí)現(xiàn)電流單向流動的缺點(diǎn)，將該拓?fù)渲写?lián)的二極管用全控型開關(guān)管替代，可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)電流的雙向流動，如圖3所示。此拓?fù)溥m用于逆變器并網(wǎng)，可以視實(shí)際情況決定功率流的流動方向。

本文對電流源型三相逆變器的控制是基于該拓?fù)湓赿?q坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。該控制系統(tǒng)中，只采用了

電流單環(huán)控制，先對電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流進(jìn)行采樣，通過計(jì)算出此時電網(wǎng)電壓的相位θ，然后對并網(wǎng)電流進(jìn)行α?β/d?q變換，算出并網(wǎng)電流在d軸和q軸的分量，將d軸和q軸的電流作為反饋量分別與d軸和q軸的給定量作差，得到誤差量，再通過PI運(yùn)算得到系統(tǒng)d軸和q軸的控制量。當(dāng)系統(tǒng)的輸出功率越大時，同一橋臂中上、下橋臂直通的時間應(yīng)該越長，而此時算出的idout為兩個非零基本電流矢量作用的矢量和，其值越大，兩個非零基本矢量的作用時間越長，相反零矢量作用的時間越短，因此這里應(yīng)該將控制量取反，再加上一個偏移量作為d軸最終的控制量。最后進(jìn)行d?q/α?β變換得到控制量在α?β坐標(biāo)系下的分量，判斷此時矢量所處的扇區(qū)，計(jì)算出各基本向量的作用時間，再根據(jù)脈沖產(chǎn)生的方法產(chǎn)生相應(yīng)的脈沖波形，最后通過邏輯電路來產(chǎn)生最終的驅(qū)動脈沖。

圖3　電流源型三相逆變器雙向拓?fù)?/p>

本文采用同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型對系統(tǒng)進(jìn)行控制，將直流側(cè)電感電流作為系統(tǒng)d軸外環(huán)反饋，網(wǎng)側(cè)電流作為系統(tǒng)內(nèi)環(huán)反饋，控制器采用PI調(diào)節(jié)器[6]，當(dāng)系統(tǒng)工作在反向工作狀態(tài)時，電網(wǎng)向直流電源充電，本文采用的是恒流充電的模式，受控對象為直流側(cè)電感電流。在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，d軸控制變換器的有功分量，q軸控制變換器的無功分量。在反向工作的控制系統(tǒng)中，d軸采用雙環(huán)控制，將直流側(cè)電感電流作為d軸的外環(huán)反饋，交流側(cè)三相電流的d軸分量作為內(nèi)環(huán)反饋。q軸采用單環(huán)控制，通常為了使整流器工作在最大功率因數(shù)條件下，需要使系統(tǒng)的無功分量為零，因此q軸控制量恒取為零。

為了說明在并網(wǎng)狀態(tài)下電流雙向流動的拓?fù)渑c控制原理，本文通過Matlab軟件進(jìn)行仿真分析，見圖4。

圖4　正向逆變與反向整流仿真啟動波形

由圖4（a）可以看出，當(dāng)系統(tǒng)工作在正向逆變時，三相電流與三相相電壓同頻同相，直流側(cè)電感電流為正值，說明當(dāng)系統(tǒng)工作在逆變狀態(tài)時直流側(cè)輸出功率為正，直流側(cè)向外輸出功率。由圖4（b）可以看出當(dāng)系統(tǒng)工作在反向整流時，三相電流與三相相電壓同頻反相，直流側(cè)電感電流為負(fù)值，說明當(dāng)系統(tǒng)工作在整流狀態(tài)時直流側(cè)輸出功率為負(fù)，電網(wǎng)通過系統(tǒng)向直流側(cè)儲能系統(tǒng)充電。

3　軟開關(guān)設(shè)計(jì)與仿真分析

3.1新型軟開關(guān)拓?fù)浼翱刂圃?/p>

電流源型三相逆變器軟開關(guān)電路拓?fù)淙鐖D5所示。L為主電路的大電感，在逆變器正常工作時，L上的電流僅有很小的紋波變化，近似于電流源。S1～S6是主電路的開關(guān)管，每個開關(guān)管均串聯(lián)一個二極管，防止電流回流。Lr，Cr，VT1，VT2，VD1和VD2組成了軟開關(guān)電路。

軟開關(guān)電路的4種模態(tài)圖,如圖6所示。

（1）模態(tài)1：t0時刻之前S1和S6導(dǎo)通，此時是工作在A，C兩相。在t0時刻，將VT1零電流導(dǎo)通，因?yàn)長r的數(shù)量級很小，時間常數(shù)很小，A，C兩相的負(fù)載電流快速換流到Lr和VT1的支路上，當(dāng)Lr上的電流增加到與L電流相等時，負(fù)載電流降為0，為開關(guān)管的軟開關(guān)切換提供了條件，iload=0, idc=iLr。

圖5　電流源型三相逆變器軟開關(guān)拓?fù)?/p>

圖6　軟開關(guān)電路的4種模態(tài)

（2）模態(tài)2：L繼續(xù)給Lr充電，idc繼續(xù)減小，iLr繼續(xù)增大，電容Cr補(bǔ)充充電電流，直至Cr電壓為0。因?yàn)镃r數(shù)量級也很小，所以這一過程持續(xù)時間很短。

（3）模態(tài)3：S6零電流關(guān)斷、S2零電流導(dǎo)通，同時VT1關(guān)斷、VT2零電流導(dǎo)通。因?yàn)锳相進(jìn)入了直通，直流電源通過S1和S2給Boost電感L充電儲能，Cr被短路鉗制，兩端電壓始終為0。同時，Lr的電流通過VD1和VT2快速放電，短時間內(nèi)變?yōu)?，為VT2的零電流關(guān)斷提供了條件。

（4）模態(tài)4：Boost升壓結(jié)束后，因Cr兩端電壓不能突變，故S2零電壓關(guān)斷，VT2零電流關(guān)斷。同一時刻S4零電壓導(dǎo)通，進(jìn)入A，B兩相狀態(tài)。L將能量釋放到負(fù)載端，并且給Cr充電，Cr兩端電壓等于負(fù)載端電壓，高于直流側(cè)電源。

自此一個升壓周期結(jié)束，實(shí)現(xiàn)了所有主開關(guān)管的軟開關(guān)。B相和C相升壓時原理同上。

3.2仿真試驗(yàn)與結(jié)果分析

VT2：t0。

在直通之前的極小段時間內(nèi)，將VT1導(dǎo)通，直通時，將VT1關(guān)斷同時將VT2導(dǎo)通，VT2與直通保持同步。

圖7（a）為8個開關(guān)管驅(qū)動信號波形圖。以第一扇區(qū)截圖為例（最后一行波形N=1），S1恒通，S3和S5恒關(guān)斷，S2，S4，S6交替導(dǎo)通，VT1在S2導(dǎo)通之前保持導(dǎo)通一段時間，即與S6同時導(dǎo)通一段時間，S2導(dǎo)通時將VT1關(guān)斷、VT2導(dǎo)通，VT2與S2的開關(guān)邏輯保持一致。

圖7　仿真試驗(yàn)結(jié)果

圖7（b）為系統(tǒng)穩(wěn)定時d?q分量圖，說明系統(tǒng)達(dá)到了穩(wěn)態(tài)，d?q兩分量均保持在給定量附近，其中可以看到q分量為零。

圖7（c）為三相逆變器輸出電壓波形，可以看出在加入軟開關(guān)電路后，并未影響其輸出穩(wěn)定性。

圖7（d）為軟開關(guān)電路的效果圖，從中可以清晰地看出：Iload為0時S2零電流導(dǎo)通，UCr為0時零電壓關(guān)斷；UCr為0時S4零電壓導(dǎo)通；Iload為0時S6零電流關(guān)斷。

4　結(jié)論

圍繞電流源型三相逆變器進(jìn)行系統(tǒng)的研究，提出了一種新型的應(yīng)用于電流源型三相逆變器中的軟開關(guān)拓?fù)?，明確了其控制邏輯，分析其各個模態(tài)的電壓電流特征和工作的波形圖。在電流空間矢量控制下進(jìn)行總體仿真，仿真結(jié)果驗(yàn)證了拓?fù)浼捌淇刂品椒ǖ目尚行?。軟開關(guān)電路的加入，基本實(shí)現(xiàn)了預(yù)期的功能，使主開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)軟化；但是仍然存在一個問題：增加的兩個輔助開關(guān)管，VT1的導(dǎo)通、VT2的導(dǎo)通和關(guān)斷，可以實(shí)現(xiàn)軟化，但是VT1不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)關(guān)斷。相當(dāng)于以犧牲一個輔助開關(guān)管關(guān)斷損耗為代價，換取了大功率主開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)軟化。由于新型軟開關(guān)拓?fù)渲休o助開關(guān)管不能實(shí)現(xiàn)完全軟化，后續(xù)工作還可以進(jìn)一步研究，使得所有開關(guān)管都能工作在軟開關(guān)狀態(tài)。

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呂德剛（1976—），男，遼寧丹東人，副教授。研究方向?yàn)殡姍C(jī)及驅(qū)動控制。

Design of new soft switching topology for three?phase current source inverter

Lü Zhixiang1，Lü Degang2
（1. School of Electrical and Information Engineering，Yangzhou Polytechnic Institute，Yangzhou 225127，China；2. School of Electrical and Electronic Engineering，Harbin University of Science and Technology，Harbin 105580，China）

Abstract：For the hard switching has the defect of large loss，a new soft switching topology applied to three?phase current source inverter and its control method are proposed. The three?phase current source inverter is studied systematically，in which the establishment and analysis of the mathematical model，current space vector control technology，current bidirectional flow to?pology and control，and new soft switching topology and its control method are studied. A new soft switching topology applied to three?phase current source inverter is proposed，and its control logic is determined. The voltage and current characteristics and working oscillogram of each modal are analyzed. The overall simulation under current space vector control is conducted with Mat?lab simulation software. The feasibility and effectiveness of the topology and its control method are verified. The method can realize soft switching，reduce the switching stress，and improve the efficiency.

Keywords：three?phase current source inverter；current space vector；bidirectional topology；soft switching

作者簡介：呂志香（1979—），女，江蘇東臺人，工學(xué)碩士，講師。研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動、高等職業(yè)教育。

基金項(xiàng)目：江蘇省十二五高等學(xué)校重點(diǎn)專業(yè)建設(shè)項(xiàng)目（蘇教高〔2012〕23號）

收稿日期：2015?06?10

doi：10.16652/j.issn.1004?373x.2016.01.041

中圖分類號：TN710?34；TM461

文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A

文章編號：1004?373X（2016）01?0157?06