一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益光伏微逆變器拓?fù)?/h1>
2016-05-07 06:33趙犇馬瑞卿皇甫宜耿AlexanderAbramovitz
西北工業(yè)大學(xué)學(xué)報 2016年1期 關(guān)鍵詞：高增益
趙犇, 馬瑞卿, 皇甫宜耿, Alexander Abramovitz
(1．西北工業(yè)大學(xué)自動化學(xué)院，陜西西安710072
2．Department of Electrical and Electronic Engineering，Ariel University，Ariel 44837)
?
一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益光伏微逆變器拓?fù)?/p>
趙犇1, 馬瑞卿1, 皇甫宜耿1, Alexander Abramovitz2
(1．西北工業(yè)大學(xué)自動化學(xué)院，陜西西安710072
2．Department of Electrical and Electronic Engineering，Ariel University，Ariel 44837)
摘要：傳統(tǒng)的雙級式微逆變器通常由一級具有最大功率點跟蹤功能的高增益DC-DC變換器和一級全橋逆變器串級組成。單級式微逆變器可以在一級功率拓?fù)渲袑崿F(xiàn)上述功能,因而具有結(jié)構(gòu)簡單、器件少的優(yōu)勢。然而,單級式拓?fù)湓诟咴鲆嫔龎?、功率解耦方面給設(shè)計工作帶來了挑戰(zhàn)。提出一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益微逆變器拓?fù)?引入耦合電感和充電泵實現(xiàn)高電壓增益;利用Boost變換器與全橋逆變器共用開關(guān)管實現(xiàn)單級式拓?fù)?同時保留了高壓直流母線,從而可以減小解耦電容容值。仿真和實驗結(jié)果驗證了該拓?fù)渚哂休^高的電壓增益、較小的解耦電容、高質(zhì)量的正弦輸出、以及較高的變換效率。
關(guān)鍵詞：單級式；高增益；微逆變器；耦合電感；充電泵；功率解耦
隨著光伏(photovoltaic,PV)產(chǎn)業(yè)的迅猛發(fā)展,光伏逆變器技術(shù)成為了一個研究熱點。傳統(tǒng)的集中型、串型、多串型光伏逆變器通常使用由多個太陽能電池板串聯(lián)或并聯(lián)組成的電池板陣列,因此會存在諸如局部陰影及不匹配損耗等問題[1]。微逆變器(micro-inverter)直接與每一塊電池板相連,因而不存在上述問題,同時還可以實現(xiàn)每一塊太陽能電池板的最大功率點跟蹤(maximum power point tracking,MPPT),提高整體發(fā)電效率。
微逆變器需要將一塊太陽能電池板的輸出電壓轉(zhuǎn)換為電網(wǎng)電壓,因此不僅需要逆變功能,還需要實現(xiàn)高增益的升壓功能。傳統(tǒng)的雙級式微逆變器拓?fù)渫ǔＳ梢患墡PPT功能的高增益DC-DC變換器和一級全橋逆變器組成。由于全橋逆變器基本結(jié)構(gòu)是固定的,所以很多研究都集中在高增益DC-DC變換器上[2-3]。
對單級式微逆變器拓?fù)溲芯肯鄬^少,主要的難點在于高增益升壓以及功率解耦的兼顧。高增益升壓是由太陽能電池板側(cè)的低電壓(通常在25～50 V之間)和網(wǎng)側(cè)高電壓(如中國和歐洲220 V交流、美國110 V交流等)之間的電壓等級差決定的。功率解耦則是因為電池板側(cè)的輸出功率是恒定的,而網(wǎng)側(cè)的瞬時功率是按正弦規(guī)律變化的。通常的辦法是在直流母線上放置解耦電容,當(dāng)電池板的輸出功率高于網(wǎng)側(cè)時,將多余的能量先儲存于電容中,當(dāng)其低于網(wǎng)側(cè)電壓時再將儲存的能量釋放出來。該電容值由額定功率Pdc,電網(wǎng)頻率f,直流母線電壓Vdc,以及允許的電壓紋波Δv決定[4],即有:
(1)
可以看出,在其他條件一定的情況下,解耦電容放置處直流電壓的高低將會嚴(yán)重影響電容值的大小。當(dāng)解耦電容放置于電池板側(cè)時,電容值將會非常大(例如,在Vdc=35V,Δv=6V,以及Pdc=160W的條件下,解耦電容將高達(dá)2.4 mF[1])。因此不得不使用低壽命、大容量的電解電容。而如果將解耦電容放置于高壓直流側(cè)時,電容值將會大大降低,使得薄膜電容的應(yīng)用成為可能,從而可以提高光伏逆
變器的壽命和可靠性。
反激型拓?fù)涫菃渭壥轿⒛孀兤鞯囊环N方案。變壓器的引入可以實現(xiàn)高增益升壓,然而該型拓?fù)渫ǔ]有高壓直流母線,為了避免在電池板側(cè)放置大電容,該型拓?fù)洳坏貌灰腩~外的功率解耦電路[5-6],不僅增加了開關(guān)器件,還在一定程度上降低了變換器的整體效率。
Boost型拓?fù)湟彩且环N可能的方案。文獻(xiàn)[7]提出了一種雙Boost型單級逆變器,將2個升壓電感連接到傳統(tǒng)全橋逆變器的橋臂中點,負(fù)載放置于2個橋臂的高壓母線之間,從而得到其差分式輸出。相較于文獻(xiàn)[7-8]提出的Boost變換器與全橋逆變器結(jié)合而成的單級式拓?fù)渲恍枰粋€升壓電感,同時該拓?fù)渚哂懈邏褐绷髂妇€,其功率解耦簡單,不需要額外的解耦電路。然而,文獻(xiàn)[7-8]都受制于傳統(tǒng)Boost變換器有限的電壓增益,在實際應(yīng)用中通常不超過5倍,這不能滿足微逆變器對于高增益的要求。
本文在文獻(xiàn)[8]的基礎(chǔ)上,提出了一種新型的單級式高增益微逆變器拓?fù)?引入了耦合電感和充電泵,可以大大提高電壓增益,同時保持了原有的高電壓直流母線,實現(xiàn)了高增益和功率解耦的兼顧。
1變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理
1.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
如圖1所示,本文提出的單級式高增益微逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由以下部分組成:開關(guān)管M1-M4所組成的全橋結(jié)構(gòu);換向二極管D1和D2;直流母線充電二極管D3;耦合電感W1:W2;電壓泵升單元Cs1,Cs2,Ds1,Ds2;解耦電容Cdc;輸出濾波器Lo-Co;負(fù)載RL。
圖1 帶耦合電感和充電泵的單級式高增益微逆變器拓?fù)?/p>
可以看出,整個拓?fù)涫怯梢粋€帶耦合電感和充電泵的Boost變換器和一個全橋逆變器通過共用下管M2和M4結(jié)合而成的單級式拓?fù)?可以在實現(xiàn)高增益升壓功能的同時完成逆變功能。
1.2工作原理
由于輸出電壓為交流,拓?fù)湓谡?fù)半周的工作過程具有互補性。在此,以輸出正向電壓為例來分析拓?fù)涞墓ぷ髟?。一個開關(guān)周期內(nèi)共有6個工作模態(tài),如圖2所示,其工作過程分析如下:
1) 模態(tài)1(t0-t1):開關(guān)管M1和M4導(dǎo)通,開關(guān)管M2和M3關(guān)斷,二極管D2和Ds1導(dǎo)通,D1、D3和Ds2關(guān)斷。輸入電壓源給耦合電感的勵磁電感Lm充電;同時解耦電容Cdc給輸出濾波器和負(fù)載供電;電容Cs2通過二極管Ds1給電容Cs1充電,直到t1時刻,Cs2上的電壓降到最低值,該模態(tài)結(jié)束。
2) 模態(tài)2(t1-t2):當(dāng)Cs2上的電壓降低到最低值后,二極管Ds1斷開。輸入電壓源繼續(xù)給勵磁電感Lm充電;同時解耦電容Cdc仍然給輸出濾波器和負(fù)載供電。
3) 模態(tài)3(t2-t3):開關(guān)管M2和M4導(dǎo)通,開M1和M3關(guān)斷,二極管D1和D2導(dǎo)通,D3、Ds1和Ds2關(guān)斷。輸入電壓源仍然給勵磁電感Lm充電;而輸出濾波器的輸入端被短路,輸出電感Lo給輸出電容Co和負(fù)載RL充電。
4) 模態(tài)4(t3-t4):t3時刻,開關(guān)管M2和M4同時關(guān)斷,而M1和M3同時導(dǎo)通,二極管D1、D2、D3、和Ds1都關(guān)斷,Ds2導(dǎo)通。此時,勵磁電感Lm與輸入電壓源一起通過Ds2給電容Cs2充電,隨著Cs2上的電壓升高,繞組W1上的反向電壓幅值隨之增加,同時W2上的感應(yīng)電壓也增大;輸出濾波器的輸入端被開關(guān)管M1和M3短路,輸出電感Lo繼續(xù)給輸出電容Co和負(fù)載RL充電。
5) 模態(tài)5(t4-t5):t4時刻,耦合電感W1:W2上的電壓與輸入電壓源Vg、以及電容Cs1的電壓總和超過直流母線電壓Vdc時,二極管D3開通,開始給解耦電容Cdc充電。電容Cs2繼續(xù)被充電直到t5時刻,其電壓達(dá)到最大值。其他功率器件狀態(tài)保持不變。
6) 模態(tài)6(t5-t6):在t5時刻,Cs2上的電壓達(dá)到最大值,其充電過程結(jié)束,Ds2關(guān)斷。耦合電感W1∶W2、輸入電壓源Vg、以及電容Cs1繼續(xù)給解耦電容Cdc充電,直到下一個開關(guān)周期開始。
由以上工作過程看出:當(dāng)開關(guān)管M1和M4同時開通時(模態(tài)1和2),全橋電路工作于Buck狀態(tài)以實現(xiàn)逆變功能;當(dāng)開關(guān)管M4開通時(包括M2和M4同時開通,即模態(tài)1～3),帶耦合電感和電壓泵的升壓變換器工作于Boost狀態(tài),以實現(xiàn)高增益升壓功能。對于給定的Buck和Boost占空比信號,拓?fù)涞墓ぷ鞑ㄐ稳鐖D3所示。
圖2 拓?fù)涔ぷ髂B(tài)等效電路圖
圖3 拓?fù)渲饕ぷ鞑ㄐ?/p>
根據(jù)拓?fù)涔ぷ鬟^程的分析,可以得到各個開關(guān)管分別在正向輸出和負(fù)向輸出時的開關(guān)狀態(tài)如表1所示。
表1 開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)表
在實際應(yīng)用中，Boost開關(guān)信號Sbst用來控制升壓,對于并網(wǎng)逆變器可以用來做MPPT,獨立運行逆變器可以用來做直流母線穩(wěn)壓控制;而Buck開關(guān)信號Sbk用來做輸出斬波控制,可以通過調(diào)制Sbk來得到所需要的輸出波形。
2電路特性分析
為簡化分析,假設(shè)所有的開關(guān)器件為理想器件、耦合電感和輸出電感都工作于電流連續(xù)工作模式(continuous current mode,CCM)且不考慮其漏感、電容足夠大使其電壓可以看作恒定值。
2.1電壓增益
由以上分析可知,拓?fù)涞墓ぷ鞣绞绞怯梢粋€帶耦合電感和充電泵的Boost變換器與全橋逆變器的結(jié)合,因此其電壓增益也為2個變換器的結(jié)合。與文獻(xiàn)[9]的分析過程類似,可以推導(dǎo)出該Boost變換器的電壓增益。
當(dāng)開關(guān)管M2或M4開通時,輸入電源給耦合電感的勵磁電感充電,即
(2)
同時,耦合電感的副邊和電容Cs2一起給電容Cs1充電,可以得到:
(3)
當(dāng)開關(guān)管M2和M4都關(guān)斷時,耦合電感的勵磁電感放電,加在其兩端的電壓為:
(4)
輸出直流電壓Vdc與VCs1和VCs2的關(guān)系為:
(5)
由勵磁電感的伏秒平衡原則可得:
(6)
式中:Ts為開關(guān)周期,Dbst為Boost占空比。
將(2)～(5)式帶入(6)式,可得帶耦合電感和充電泵的Boost變換器的電壓增益為:
(7)
(7)式中的電壓增益Mbst與傳統(tǒng)Boost變換器的增益比較如圖4所示,可以看出,通過調(diào)節(jié)本拓?fù)渥陨砉逃械鸟詈想姼性褦?shù)比n,電壓增益可以大大提高。
圖4 帶耦合電感和充電泵的Boost變換器和 傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益對比
全橋逆變器工作于Buck狀態(tài),其電壓增益很容易得到:
(8)
因此,拓?fù)淇偟碾妷涸鲆鏋槎叩慕Y(jié)合,即:
(9)
2.2功率器件應(yīng)力
開關(guān)管M1～M4的電壓應(yīng)力與普通全橋逆變器相同,都等于直流母線電壓Vdc,即:
(10)
當(dāng)開管M1和M4開通時,二極管D1承受的反向電壓為最大值Vdc;相類似的,當(dāng)開關(guān)管M2和M3開通時,二極管D2承受最大反向電壓也為Vdc,即:
(11)
當(dāng)開關(guān)管M2或M4開通時,二極管D3承受最大反向電壓為直流母線電壓與Vdc電容Cs2電壓VCs2之差,而根據(jù)(3)式和(5)式可得
(12)
故,二極管D3的電壓應(yīng)力為:
(13)
3仿真與實驗結(jié)果
首先,利用PSIM仿真軟件對所提出的拓?fù)溥M(jìn)行驗證,得到的仿真波形如圖5所示。
圖5 仿真波形
在輸入電壓Vg=48 V,匝數(shù)比n=1,占空比Dbst=0.64時,直流母線電壓Vdc可泵升至380 V,電壓增益約為7.9倍,這證明了拓?fù)渚哂休^高的電壓增益。仿真輸出電壓的THD僅為1.6%,這說明了拓?fù)渫瑫r能輸出高質(zhì)量的正弦波。
繼而,研制了200 W原理樣機并進(jìn)行了測試。樣機的主要設(shè)計參數(shù)為:輸入電壓Vg=48 V;輸出電壓Vo=110 V/60 Hz;開關(guān)頻率f=50 kHz;開關(guān)管M1～M4為SCT2080KE;二極管D1和D2為STTH30L06;二極管D3為C3D04065A;二極管Ds1和Ds2為STTH5L06;解耦電容Cdc=47 μF;耦合電感匝數(shù)比為1∶1,勵磁電感Lm=150 μH;輸出電感Lo=1 mH;輸出電容Co=1.5 μF;電容Cs1=Cs2=1 μF。
圖6所示為輸入電壓Vg,輸出電壓vo以及輸出電感電流iLo的實驗波形?？梢钥闯?輸出電壓保持了高質(zhì)量的正弦輸出。
圖7所示為開關(guān)管M1和M2的漏源極電壓vds波形以及輸入電流ig波形:(a)輸出電壓為正,(b)輸出電壓為負(fù)?？梢钥闯?當(dāng)輸出電壓為負(fù)時,在整個Boost占空比時間內(nèi)開關(guān)管M2都是開通的,所以輸入電流是隨著開關(guān)管M2的開關(guān)狀態(tài)變化的;而當(dāng)輸出電壓為正時,開關(guān)管M2只在Boost占空比的一部分時間內(nèi)開通,所以輸入電流先于開關(guān)管M2的開通開始其上升狀態(tài)。
圖6 Vg,iLo以及vo的實驗波形圖7 Vds1,Vds2以及ig的實驗波形
圖8所示為2種不同負(fù)載下的輸出電壓vo和輸出電流io波形:(a)線性阻感負(fù)載,(b)非線性的電阻和飽和電感負(fù)載。在不同負(fù)載下,輸出電壓仍能保持較高的正弦性,所測THD約為5%。
實驗測得的效率曲線如圖9所示,最高效率為89%。影響效率的主要因素是在輸入電壓較低的情況下,二極管D1和D2的導(dǎo)通損耗較大,隨著輸入電壓的升高,其損耗會相應(yīng)減小。
圖8 不同負(fù)載下的vo和io實驗波形圖9 實驗樣機的效率曲線
4結(jié)論
本文提出了一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益光伏微逆變器拓?fù)?詳細(xì)分析了其工作原理,推導(dǎo)了其電壓增益及電壓應(yīng)力,給出了仿真和實驗結(jié)果。結(jié)果表明,該拓?fù)渚哂幸韵聝?yōu)點:
1) 引入了耦合電感和充電泵,可以大大提高電壓增益,從而克服了基于傳統(tǒng)Boost變換器的單級式微逆變器拓?fù)浯嬖诘脑鲆嬗邢薜膯栴}。
2) 獨特的開關(guān)邏輯使升壓和逆變共用開關(guān)管,從而實現(xiàn)單級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
3) 相較于單級反激式微逆變器拓?fù)涔逃械墓β式怦铍y問題,該拓?fù)浔Ａ袅烁唠妷褐绷髂妇€,從而使功率解耦變得容易。
4) 升壓和逆變控制相互獨立,使得該單級式拓?fù)渚哂辛藗鹘y(tǒng)雙級式拓?fù)渖龎汉湍孀兎謩e控制的優(yōu)越性,從而為MPPT控制創(chuàng)造便利。
因此,該拓?fù)淇梢猿蔀閱渭壥焦夥⒛孀兤鞯目尚薪鉀Q方案之一。
參考文獻(xiàn)：
[1]Kjaer S B, Pedersen J K, Blaabjerg F. A Review of Single-Phase Grid-Connected Inverters for Photovoltaic Modules[J]. IEEE Trans on Industry Application, 2005, 41(5): 1292-1306
[2]Chen S M, Liang T J, Yang L S, et al. A Safety Enhanced, High Step-Up DC-DC Converter for AC Photovoltaic Module Application[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2012, 27(4): 1809-1817
[3]Tseng K C, Huang C C, Shih W Y. A High Step-Up Converter with a Voltage Multiplier Module for a Photovoltaic System[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2013, 28(6): 3047-3057
[4]Hu H, Harb S, Kutkut N, et al. A Review of Power Decoupling Techniques for Microinverters with Three Different Decoupling Capacitor Locations in PV Systems[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2013, 28(6): 2711-2726
[5]Shimizu T, Wada K, Nakamura N. Flyback-Type Single-Phase Utility Interactive Inverter with Power Pulsation Decoupling on the DC Input for an AC Photovoltaic Module System[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2006, 21(5): 1264-1272
[6]Kjaer S B, Blaabjerg F. Design Optimization of a Single Phase Inverter for Photovoltaic Applications[C]∥IEEE Power Electronics Specialist Conference, 2003: 1183-1190
[7]Caceres R, Barbi I. A Boost DC-AC Converter: Analysis, Design, and Experimentation[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 1999, 14(1): 134-141
[8]Ribeiro H, Pinto A, Borges B. Single-Stage DC-AC Converter for Photovoltaic Systems[C]∥IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Atlanta, USA, 2010: 604-610
[9]Yao J, Abramovitz A, Smedley K. High Step-Up Tapped Inductor SEPIC Converter with Charge Pump Cell[C]∥IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Pittsburgh, USA, 2014: 2303-2309
Single Stage High Gain Micro-Inverter with Tapped Inductor and Charge Pump
Zhao Ben1, Ma Ruiqing1, Huangfu Yigeng1, Alexander Abramovitz2
(1．School of Automation，Northwestern Ploytechnical University，Xi'an 710072，China 2．Department of Electrical and Electronic Engineering，Ariel University，Ariel 44837，Isroel)
Abstract:Traditional two-stage micro-inverter is usually comprised of a high gain step-up DC-DC converter under maximum power point tracking control and a cascaded full bridge inverter. Single stage micro-inverter can achieve the functions above in one power stage, thus it has the advantages of simpler circuit and less components. Nevertheless, single stage topology has some challenges on high gain voltage step-up and power decoupling. This paper proposed a single stage high gain micro-inverter topology with tapped inductor and charge pump. Tapped inductor and charge pump are employed to attain high gain voltage step-up. A single power stage is realized by Boost converter sharing the switches with full bridge inverter. And the high voltage DC bus results in less power decoupling capacitance. The simulated and experimental results have proved that the proposed topology has the merits of high gain voltage step-up, less power decoupling capacitance, high quality sinusoidal output and good conversion efficiency.
Keywords:capacitance,charge pump circuits,computer simulation,control,DC-AC converters,efficiency,electric converters,experiments,inductance,logic circuits,schematic diagrams,switching frequency,topology,single stage,high gain,micro-inverter,tapped inductor,charge pump,power decoupling
中圖分類號：TM464
文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
文章編號:1000-2758(2016)01-0067-06
作者簡介：趙犇(1987—),西北工業(yè)大學(xué)博士研究生,主要從事電力電子變換器的研究。
基金項目：教育部高等學(xué)校博士學(xué)科點專項科研基金 (20126102120050)資助
收稿日期：2015-04-28
猜你喜歡
C波段高增益低副瓣微帶陣列天線設(shè)計成都信息工程大學(xué)學(xué)報(2022年4期)2022-11-18 一種新型UHF頻段衛(wèi)星通信天線的設(shè)計數(shù)字技術(shù)與應(yīng)用(2019年3期)2019-06-15 頻率可重構(gòu)的液態(tài)金屬錐形螺旋天線的仿真設(shè)計現(xiàn)代電子技術(shù)(2019年5期)2019-03-12 一種高隔離度雙頻MIMO天線現(xiàn)代電子技術(shù)(2019年5期)2019-03-12 一種新型X波段超寬帶介質(zhì)諧振器天線的設(shè)計現(xiàn)代電子技術(shù)(2018年3期)2018-01-31 高增益DC—DC變換器在光伏系統(tǒng)中的應(yīng)用研究現(xiàn)代電子技術(shù)(2018年3期)2018-01-31 TB02—103 10kW調(diào)頻發(fā)射機的原理解析科技視界(2016年8期)2016-04-05 新型多輸入升壓變換器的交錯控制研究湖南大學(xué)學(xué)報·自然科學(xué)版(2016年2期)2016-03-15 基于皮亞諾分形結(jié)構(gòu)的微帶陣列天線設(shè)計現(xiàn)代電子技術(shù)(2015年15期)2015-08-14 X波段32元高增益陣列天線設(shè)計與仿真新媒體研究(2014年6期)2014-06-18
趙犇, 馬瑞卿, 皇甫宜耿, Alexander Abramovitz
(1．西北工業(yè)大學(xué)自動化學(xué)院，陜西西安710072
2．Department of Electrical and Electronic Engineering，Ariel University，Ariel 44837)
?
一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益光伏微逆變器拓?fù)?/p>
趙犇1, 馬瑞卿1, 皇甫宜耿1, Alexander Abramovitz2
(1．西北工業(yè)大學(xué)自動化學(xué)院，陜西西安710072
2．Department of Electrical and Electronic Engineering，Ariel University，Ariel 44837)
摘要：傳統(tǒng)的雙級式微逆變器通常由一級具有最大功率點跟蹤功能的高增益DC-DC變換器和一級全橋逆變器串級組成。單級式微逆變器可以在一級功率拓?fù)渲袑崿F(xiàn)上述功能,因而具有結(jié)構(gòu)簡單、器件少的優(yōu)勢。然而,單級式拓?fù)湓诟咴鲆嫔龎?、功率解耦方面給設(shè)計工作帶來了挑戰(zhàn)。提出一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益微逆變器拓?fù)?引入耦合電感和充電泵實現(xiàn)高電壓增益;利用Boost變換器與全橋逆變器共用開關(guān)管實現(xiàn)單級式拓?fù)?同時保留了高壓直流母線,從而可以減小解耦電容容值。仿真和實驗結(jié)果驗證了該拓?fù)渚哂休^高的電壓增益、較小的解耦電容、高質(zhì)量的正弦輸出、以及較高的變換效率。
關(guān)鍵詞：單級式；高增益；微逆變器；耦合電感；充電泵；功率解耦
隨著光伏(photovoltaic,PV)產(chǎn)業(yè)的迅猛發(fā)展,光伏逆變器技術(shù)成為了一個研究熱點。傳統(tǒng)的集中型、串型、多串型光伏逆變器通常使用由多個太陽能電池板串聯(lián)或并聯(lián)組成的電池板陣列,因此會存在諸如局部陰影及不匹配損耗等問題[1]。微逆變器(micro-inverter)直接與每一塊電池板相連,因而不存在上述問題,同時還可以實現(xiàn)每一塊太陽能電池板的最大功率點跟蹤(maximum power point tracking,MPPT),提高整體發(fā)電效率。
微逆變器需要將一塊太陽能電池板的輸出電壓轉(zhuǎn)換為電網(wǎng)電壓,因此不僅需要逆變功能,還需要實現(xiàn)高增益的升壓功能。傳統(tǒng)的雙級式微逆變器拓?fù)渫ǔＳ梢患墡PPT功能的高增益DC-DC變換器和一級全橋逆變器組成。由于全橋逆變器基本結(jié)構(gòu)是固定的,所以很多研究都集中在高增益DC-DC變換器上[2-3]。
對單級式微逆變器拓?fù)溲芯肯鄬^少,主要的難點在于高增益升壓以及功率解耦的兼顧。高增益升壓是由太陽能電池板側(cè)的低電壓(通常在25～50 V之間)和網(wǎng)側(cè)高電壓(如中國和歐洲220 V交流、美國110 V交流等)之間的電壓等級差決定的。功率解耦則是因為電池板側(cè)的輸出功率是恒定的,而網(wǎng)側(cè)的瞬時功率是按正弦規(guī)律變化的。通常的辦法是在直流母線上放置解耦電容,當(dāng)電池板的輸出功率高于網(wǎng)側(cè)時,將多余的能量先儲存于電容中,當(dāng)其低于網(wǎng)側(cè)電壓時再將儲存的能量釋放出來。該電容值由額定功率Pdc,電網(wǎng)頻率f,直流母線電壓Vdc,以及允許的電壓紋波Δv決定[4],即有:
(1)
可以看出,在其他條件一定的情況下,解耦電容放置處直流電壓的高低將會嚴(yán)重影響電容值的大小。當(dāng)解耦電容放置于電池板側(cè)時,電容值將會非常大(例如,在Vdc=35V,Δv=6V,以及Pdc=160W的條件下,解耦電容將高達(dá)2.4 mF[1])。因此不得不使用低壽命、大容量的電解電容。而如果將解耦電容放置于高壓直流側(cè)時,電容值將會大大降低,使得薄膜電容的應(yīng)用成為可能,從而可以提高光伏逆
變器的壽命和可靠性。
反激型拓?fù)涫菃渭壥轿⒛孀兤鞯囊环N方案。變壓器的引入可以實現(xiàn)高增益升壓,然而該型拓?fù)渫ǔ]有高壓直流母線,為了避免在電池板側(cè)放置大電容,該型拓?fù)洳坏貌灰腩~外的功率解耦電路[5-6],不僅增加了開關(guān)器件,還在一定程度上降低了變換器的整體效率。
Boost型拓?fù)湟彩且环N可能的方案。文獻(xiàn)[7]提出了一種雙Boost型單級逆變器,將2個升壓電感連接到傳統(tǒng)全橋逆變器的橋臂中點,負(fù)載放置于2個橋臂的高壓母線之間,從而得到其差分式輸出。相較于文獻(xiàn)[7-8]提出的Boost變換器與全橋逆變器結(jié)合而成的單級式拓?fù)渲恍枰粋€升壓電感,同時該拓?fù)渚哂懈邏褐绷髂妇€,其功率解耦簡單,不需要額外的解耦電路。然而,文獻(xiàn)[7-8]都受制于傳統(tǒng)Boost變換器有限的電壓增益,在實際應(yīng)用中通常不超過5倍,這不能滿足微逆變器對于高增益的要求。
本文在文獻(xiàn)[8]的基礎(chǔ)上,提出了一種新型的單級式高增益微逆變器拓?fù)?引入了耦合電感和充電泵,可以大大提高電壓增益,同時保持了原有的高電壓直流母線,實現(xiàn)了高增益和功率解耦的兼顧。
1變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理
1.1拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
如圖1所示,本文提出的單級式高增益微逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由以下部分組成:開關(guān)管M1-M4所組成的全橋結(jié)構(gòu);換向二極管D1和D2;直流母線充電二極管D3;耦合電感W1:W2;電壓泵升單元Cs1,Cs2,Ds1,Ds2;解耦電容Cdc;輸出濾波器Lo-Co;負(fù)載RL。
圖1 帶耦合電感和充電泵的單級式高增益微逆變器拓?fù)?/p>
可以看出,整個拓?fù)涫怯梢粋€帶耦合電感和充電泵的Boost變換器和一個全橋逆變器通過共用下管M2和M4結(jié)合而成的單級式拓?fù)?可以在實現(xiàn)高增益升壓功能的同時完成逆變功能。
1.2工作原理
由于輸出電壓為交流,拓?fù)湓谡?fù)半周的工作過程具有互補性。在此,以輸出正向電壓為例來分析拓?fù)涞墓ぷ髟?。一個開關(guān)周期內(nèi)共有6個工作模態(tài),如圖2所示,其工作過程分析如下:
1) 模態(tài)1(t0-t1):開關(guān)管M1和M4導(dǎo)通,開關(guān)管M2和M3關(guān)斷,二極管D2和Ds1導(dǎo)通,D1、D3和Ds2關(guān)斷。輸入電壓源給耦合電感的勵磁電感Lm充電;同時解耦電容Cdc給輸出濾波器和負(fù)載供電;電容Cs2通過二極管Ds1給電容Cs1充電,直到t1時刻,Cs2上的電壓降到最低值,該模態(tài)結(jié)束。
2) 模態(tài)2(t1-t2):當(dāng)Cs2上的電壓降低到最低值后,二極管Ds1斷開。輸入電壓源繼續(xù)給勵磁電感Lm充電;同時解耦電容Cdc仍然給輸出濾波器和負(fù)載供電。
3) 模態(tài)3(t2-t3):開關(guān)管M2和M4導(dǎo)通,開M1和M3關(guān)斷,二極管D1和D2導(dǎo)通,D3、Ds1和Ds2關(guān)斷。輸入電壓源仍然給勵磁電感Lm充電;而輸出濾波器的輸入端被短路,輸出電感Lo給輸出電容Co和負(fù)載RL充電。
4) 模態(tài)4(t3-t4):t3時刻,開關(guān)管M2和M4同時關(guān)斷,而M1和M3同時導(dǎo)通,二極管D1、D2、D3、和Ds1都關(guān)斷,Ds2導(dǎo)通。此時,勵磁電感Lm與輸入電壓源一起通過Ds2給電容Cs2充電,隨著Cs2上的電壓升高,繞組W1上的反向電壓幅值隨之增加,同時W2上的感應(yīng)電壓也增大;輸出濾波器的輸入端被開關(guān)管M1和M3短路,輸出電感Lo繼續(xù)給輸出電容Co和負(fù)載RL充電。
5) 模態(tài)5(t4-t5):t4時刻,耦合電感W1:W2上的電壓與輸入電壓源Vg、以及電容Cs1的電壓總和超過直流母線電壓Vdc時,二極管D3開通,開始給解耦電容Cdc充電。電容Cs2繼續(xù)被充電直到t5時刻,其電壓達(dá)到最大值。其他功率器件狀態(tài)保持不變。
6) 模態(tài)6(t5-t6):在t5時刻,Cs2上的電壓達(dá)到最大值,其充電過程結(jié)束,Ds2關(guān)斷。耦合電感W1∶W2、輸入電壓源Vg、以及電容Cs1繼續(xù)給解耦電容Cdc充電,直到下一個開關(guān)周期開始。
由以上工作過程看出:當(dāng)開關(guān)管M1和M4同時開通時(模態(tài)1和2),全橋電路工作于Buck狀態(tài)以實現(xiàn)逆變功能;當(dāng)開關(guān)管M4開通時(包括M2和M4同時開通,即模態(tài)1～3),帶耦合電感和電壓泵的升壓變換器工作于Boost狀態(tài),以實現(xiàn)高增益升壓功能。對于給定的Buck和Boost占空比信號,拓?fù)涞墓ぷ鞑ㄐ稳鐖D3所示。
圖2 拓?fù)涔ぷ髂B(tài)等效電路圖
圖3 拓?fù)渲饕ぷ鞑ㄐ?/p>
根據(jù)拓?fù)涔ぷ鬟^程的分析,可以得到各個開關(guān)管分別在正向輸出和負(fù)向輸出時的開關(guān)狀態(tài)如表1所示。
表1 開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)表
在實際應(yīng)用中，Boost開關(guān)信號Sbst用來控制升壓,對于并網(wǎng)逆變器可以用來做MPPT,獨立運行逆變器可以用來做直流母線穩(wěn)壓控制;而Buck開關(guān)信號Sbk用來做輸出斬波控制,可以通過調(diào)制Sbk來得到所需要的輸出波形。
2電路特性分析
為簡化分析,假設(shè)所有的開關(guān)器件為理想器件、耦合電感和輸出電感都工作于電流連續(xù)工作模式(continuous current mode,CCM)且不考慮其漏感、電容足夠大使其電壓可以看作恒定值。
2.1電壓增益
由以上分析可知,拓?fù)涞墓ぷ鞣绞绞怯梢粋€帶耦合電感和充電泵的Boost變換器與全橋逆變器的結(jié)合,因此其電壓增益也為2個變換器的結(jié)合。與文獻(xiàn)[9]的分析過程類似,可以推導(dǎo)出該Boost變換器的電壓增益。
當(dāng)開關(guān)管M2或M4開通時,輸入電源給耦合電感的勵磁電感充電,即
(2)
同時,耦合電感的副邊和電容Cs2一起給電容Cs1充電,可以得到:
(3)
當(dāng)開關(guān)管M2和M4都關(guān)斷時,耦合電感的勵磁電感放電,加在其兩端的電壓為:
(4)
輸出直流電壓Vdc與VCs1和VCs2的關(guān)系為:
(5)
由勵磁電感的伏秒平衡原則可得:
(6)
式中:Ts為開關(guān)周期,Dbst為Boost占空比。
將(2)～(5)式帶入(6)式,可得帶耦合電感和充電泵的Boost變換器的電壓增益為:
(7)
(7)式中的電壓增益Mbst與傳統(tǒng)Boost變換器的增益比較如圖4所示,可以看出,通過調(diào)節(jié)本拓?fù)渥陨砉逃械鸟詈想姼性褦?shù)比n,電壓增益可以大大提高。
圖4 帶耦合電感和充電泵的Boost變換器和 傳統(tǒng)Boost變換器電壓增益對比
全橋逆變器工作于Buck狀態(tài),其電壓增益很容易得到:
(8)
因此,拓?fù)淇偟碾妷涸鲆鏋槎叩慕Y(jié)合,即:
(9)
2.2功率器件應(yīng)力
開關(guān)管M1～M4的電壓應(yīng)力與普通全橋逆變器相同,都等于直流母線電壓Vdc,即:
(10)
當(dāng)開管M1和M4開通時,二極管D1承受的反向電壓為最大值Vdc;相類似的,當(dāng)開關(guān)管M2和M3開通時,二極管D2承受最大反向電壓也為Vdc,即:
(11)
當(dāng)開關(guān)管M2或M4開通時,二極管D3承受最大反向電壓為直流母線電壓與Vdc電容Cs2電壓VCs2之差,而根據(jù)(3)式和(5)式可得
(12)
故,二極管D3的電壓應(yīng)力為:
(13)
3仿真與實驗結(jié)果
首先,利用PSIM仿真軟件對所提出的拓?fù)溥M(jìn)行驗證,得到的仿真波形如圖5所示。
圖5 仿真波形
在輸入電壓Vg=48 V,匝數(shù)比n=1,占空比Dbst=0.64時,直流母線電壓Vdc可泵升至380 V,電壓增益約為7.9倍,這證明了拓?fù)渚哂休^高的電壓增益。仿真輸出電壓的THD僅為1.6%,這說明了拓?fù)渫瑫r能輸出高質(zhì)量的正弦波。
繼而,研制了200 W原理樣機并進(jìn)行了測試。樣機的主要設(shè)計參數(shù)為:輸入電壓Vg=48 V;輸出電壓Vo=110 V/60 Hz;開關(guān)頻率f=50 kHz;開關(guān)管M1～M4為SCT2080KE;二極管D1和D2為STTH30L06;二極管D3為C3D04065A;二極管Ds1和Ds2為STTH5L06;解耦電容Cdc=47 μF;耦合電感匝數(shù)比為1∶1,勵磁電感Lm=150 μH;輸出電感Lo=1 mH;輸出電容Co=1.5 μF;電容Cs1=Cs2=1 μF。
圖6所示為輸入電壓Vg,輸出電壓vo以及輸出電感電流iLo的實驗波形?？梢钥闯?輸出電壓保持了高質(zhì)量的正弦輸出。
圖7所示為開關(guān)管M1和M2的漏源極電壓vds波形以及輸入電流ig波形:(a)輸出電壓為正,(b)輸出電壓為負(fù)?？梢钥闯?當(dāng)輸出電壓為負(fù)時,在整個Boost占空比時間內(nèi)開關(guān)管M2都是開通的,所以輸入電流是隨著開關(guān)管M2的開關(guān)狀態(tài)變化的;而當(dāng)輸出電壓為正時,開關(guān)管M2只在Boost占空比的一部分時間內(nèi)開通,所以輸入電流先于開關(guān)管M2的開通開始其上升狀態(tài)。
圖6 Vg,iLo以及vo的實驗波形圖7 Vds1,Vds2以及ig的實驗波形
圖8所示為2種不同負(fù)載下的輸出電壓vo和輸出電流io波形:(a)線性阻感負(fù)載,(b)非線性的電阻和飽和電感負(fù)載。在不同負(fù)載下,輸出電壓仍能保持較高的正弦性,所測THD約為5%。
實驗測得的效率曲線如圖9所示,最高效率為89%。影響效率的主要因素是在輸入電壓較低的情況下,二極管D1和D2的導(dǎo)通損耗較大,隨著輸入電壓的升高,其損耗會相應(yīng)減小。
圖8 不同負(fù)載下的vo和io實驗波形圖9 實驗樣機的效率曲線
4結(jié)論
本文提出了一種帶耦合電感和充電泵的單級式高增益光伏微逆變器拓?fù)?詳細(xì)分析了其工作原理,推導(dǎo)了其電壓增益及電壓應(yīng)力,給出了仿真和實驗結(jié)果。結(jié)果表明,該拓?fù)渚哂幸韵聝?yōu)點:
1) 引入了耦合電感和充電泵,可以大大提高電壓增益,從而克服了基于傳統(tǒng)Boost變換器的單級式微逆變器拓?fù)浯嬖诘脑鲆嬗邢薜膯栴}。
2) 獨特的開關(guān)邏輯使升壓和逆變共用開關(guān)管,從而實現(xiàn)單級式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。
3) 相較于單級反激式微逆變器拓?fù)涔逃械墓β式怦铍y問題,該拓?fù)浔Ａ袅烁唠妷褐绷髂妇€,從而使功率解耦變得容易。
4) 升壓和逆變控制相互獨立,使得該單級式拓?fù)渚哂辛藗鹘y(tǒng)雙級式拓?fù)渖龎汉湍孀兎謩e控制的優(yōu)越性,從而為MPPT控制創(chuàng)造便利。
因此,該拓?fù)淇梢猿蔀閱渭壥焦夥⒛孀兤鞯目尚薪鉀Q方案之一。
參考文獻(xiàn)：
[1]Kjaer S B, Pedersen J K, Blaabjerg F. A Review of Single-Phase Grid-Connected Inverters for Photovoltaic Modules[J]. IEEE Trans on Industry Application, 2005, 41(5): 1292-1306
[2]Chen S M, Liang T J, Yang L S, et al. A Safety Enhanced, High Step-Up DC-DC Converter for AC Photovoltaic Module Application[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2012, 27(4): 1809-1817
[3]Tseng K C, Huang C C, Shih W Y. A High Step-Up Converter with a Voltage Multiplier Module for a Photovoltaic System[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2013, 28(6): 3047-3057
[4]Hu H, Harb S, Kutkut N, et al. A Review of Power Decoupling Techniques for Microinverters with Three Different Decoupling Capacitor Locations in PV Systems[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2013, 28(6): 2711-2726
[5]Shimizu T, Wada K, Nakamura N. Flyback-Type Single-Phase Utility Interactive Inverter with Power Pulsation Decoupling on the DC Input for an AC Photovoltaic Module System[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2006, 21(5): 1264-1272
[6]Kjaer S B, Blaabjerg F. Design Optimization of a Single Phase Inverter for Photovoltaic Applications[C]∥IEEE Power Electronics Specialist Conference, 2003: 1183-1190
[7]Caceres R, Barbi I. A Boost DC-AC Converter: Analysis, Design, and Experimentation[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 1999, 14(1): 134-141
[8]Ribeiro H, Pinto A, Borges B. Single-Stage DC-AC Converter for Photovoltaic Systems[C]∥IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Atlanta, USA, 2010: 604-610
[9]Yao J, Abramovitz A, Smedley K. High Step-Up Tapped Inductor SEPIC Converter with Charge Pump Cell[C]∥IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Pittsburgh, USA, 2014: 2303-2309
Single Stage High Gain Micro-Inverter with Tapped Inductor and Charge Pump
Zhao Ben1, Ma Ruiqing1, Huangfu Yigeng1, Alexander Abramovitz2
(1．School of Automation，Northwestern Ploytechnical University，Xi'an 710072，China 2．Department of Electrical and Electronic Engineering，Ariel University，Ariel 44837，Isroel)
Abstract:Traditional two-stage micro-inverter is usually comprised of a high gain step-up DC-DC converter under maximum power point tracking control and a cascaded full bridge inverter. Single stage micro-inverter can achieve the functions above in one power stage, thus it has the advantages of simpler circuit and less components. Nevertheless, single stage topology has some challenges on high gain voltage step-up and power decoupling. This paper proposed a single stage high gain micro-inverter topology with tapped inductor and charge pump. Tapped inductor and charge pump are employed to attain high gain voltage step-up. A single power stage is realized by Boost converter sharing the switches with full bridge inverter. And the high voltage DC bus results in less power decoupling capacitance. The simulated and experimental results have proved that the proposed topology has the merits of high gain voltage step-up, less power decoupling capacitance, high quality sinusoidal output and good conversion efficiency.
Keywords:capacitance,charge pump circuits,computer simulation,control,DC-AC converters,efficiency,electric converters,experiments,inductance,logic circuits,schematic diagrams,switching frequency,topology,single stage,high gain,micro-inverter,tapped inductor,charge pump,power decoupling
中圖分類號：TM464
文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
文章編號:1000-2758(2016)01-0067-06
作者簡介：趙犇(1987—),西北工業(yè)大學(xué)博士研究生,主要從事電力電子變換器的研究。
基金項目：教育部高等學(xué)校博士學(xué)科點專項科研基金 (20126102120050)資助
收稿日期：2015-04-28
猜你喜歡
成都信息工程大學(xué)學(xué)報(2022年4期)2022-11-18
數(shù)字技術(shù)與應(yīng)用(2019年3期)2019-06-15
現(xiàn)代電子技術(shù)(2019年5期)2019-03-12
現(xiàn)代電子技術(shù)(2019年5期)2019-03-12
現(xiàn)代電子技術(shù)(2018年3期)2018-01-31
現(xiàn)代電子技術(shù)(2018年3期)2018-01-31
科技視界(2016年8期)2016-04-05
湖南大學(xué)學(xué)報·自然科學(xué)版(2016年2期)2016-03-15
現(xiàn)代電子技術(shù)(2015年15期)2015-08-14
新媒體研究(2014年6期)2014-06-18
