王 躍, 郭海平, 高 遠(yuǎn)

(1. 西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院, 陜西 西安 710049;2. 南方電網(wǎng)科學(xué)研究院, 廣東 廣州 510080)

雙向全橋直流變換器的全功率范圍軟開關(guān)控制技術(shù)的研究

王 躍1, 郭海平2, 高 遠(yuǎn)1

(1. 西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院, 陜西 西安 710049;2. 南方電網(wǎng)科學(xué)研究院, 廣東 廣州 510080)

雙向全橋直流變換器不依靠額外的電路就能實現(xiàn)軟開關(guān)，具有較高的效率。采用傳統(tǒng)的純移相調(diào)制方法，傳輸功率大，但無法在輕載時實現(xiàn)軟開關(guān)；采用移相加占空比調(diào)制方法，可以在全功率范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)，但最大傳輸功率會隨著占空比的減小而減小，小占空比情況下功率輸出受到限制。本文研究了雙向全橋直流變換器的軟開關(guān)特性，結(jié)合純移相調(diào)制和移相加占空比調(diào)制的特點，提出一種新的優(yōu)化控制方法，該控制方法可實現(xiàn)兩種調(diào)制方法的平滑切換，在實現(xiàn)全功率范圍內(nèi)的軟開關(guān)的同時又保證了傳輸功率的最大化。最后，本文在一臺12kW的樣機(jī)上對提出的控制方法進(jìn)行了驗證，實驗結(jié)果表明了所提控制方法的正確性。

雙向直流變換器； 軟開關(guān)； 移相控制； 占空比

1 引言

雙向全橋直流變換器拓?fù)涞奶岢鲆呀?jīng)有二十多年歷史。文獻(xiàn)[1]首次對其軟開關(guān)特性進(jìn)行了研究，指出在大負(fù)載情況下純移相調(diào)制能夠?qū)崿F(xiàn)所有開關(guān)管的軟開關(guān)，進(jìn)而達(dá)到高效率。近年來，隨著電動汽車[2,3]、儲能系統(tǒng)[4，5]、智能電網(wǎng)[6]和電力電子器件的發(fā)展，特別是SiC器件的發(fā)展，學(xué)術(shù)界對雙向全橋直流變換器的研究又開始變得熱門起來。

文獻(xiàn)[7]對單相全橋、雙向全橋以及三相全橋進(jìn)行了對比，認(rèn)為雙向全橋有以下優(yōu)點：開關(guān)元件相對較少，對應(yīng)的濾波器也少，能同時工作在Buck和Boost模式，能實現(xiàn)功率雙向流動，對系統(tǒng)寄生參數(shù)不敏感，所有開關(guān)器件均能實現(xiàn)軟開關(guān)，因此雙向全橋是最有應(yīng)用前途的一種拓?fù)?。文獻(xiàn)[1]對其軟開關(guān)的影響因素和范圍進(jìn)行了分析，指出在純移相調(diào)制下，軟開關(guān)的實現(xiàn)與負(fù)載大小以及緩沖電路有關(guān)。值得注意的是，純移相調(diào)制在輕載時無法實現(xiàn)所有開關(guān)管的軟開關(guān)，從而導(dǎo)致效率的急劇下降。文獻(xiàn)[8,9]提出移相加占空比調(diào)制方法，能實現(xiàn)全功率范圍內(nèi)的軟開關(guān)，但是傳輸?shù)墓β适艿搅苏伎毡鹊南拗啤?/p>

2 雙向全橋直流變換器的工作原理

雙向全橋直流變換器的拓?fù)淙鐖D1所示，它是由一個高頻變壓器連接兩個全橋電路構(gòu)成的。

圖1 雙向全橋直流變換器拓?fù)銯ig.1 Topology of dual active bridge converter

以V1側(cè)為例，通過V1側(cè)四個開關(guān)管的開通與關(guān)斷(S11和S12開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)、S13和S14開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)，并且每個開關(guān)管的占空比均為50%)，可以在變壓器原邊形成如圖2所示的兩電平電壓波形。

圖2 全橋電路形成的兩電平方波Fig.2 Tow level square wave of full bridge circuit

圖3 雙向全橋直流變換器純移相原理圖Fig.3 Pure phase shift of dual active bridge converter

同理，控制V2側(cè)四個開關(guān)管，可以在變壓器副邊形成同樣的兩電平方波。

控制vp波形超前vs波形，就實現(xiàn)功率從V1側(cè)到V2側(cè)的流動，整個電壓電流波形如圖3所示。

若iL(0)<0，此時反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，隨后iL>0，即開關(guān)管導(dǎo)通，這樣就實現(xiàn)了V1側(cè)開關(guān)管的ZVS。同理，若要滿足S21和S24的ZVS，則需要iL(φ)>0。

對于圖3所示波形,設(shè)開關(guān)頻率為fs，ω=2πfs，則

(1)

另外，由于對稱性可知：

(2)

從式(1)和式(2)可以求得各個時刻的電流。定義電壓比為：

(3)

當(dāng)d>1時，移相角φ滿足式(4)，則V1側(cè)和V2側(cè)均能實現(xiàn)軟開關(guān)。

(4)

同理，當(dāng)d<1時，移相角滿足式(5)，則V1側(cè)和V2側(cè)均能實現(xiàn)軟開關(guān)。

(5)

根據(jù)圖3，則純移相調(diào)制時傳輸?shù)墓β蕿椋?/p>

(6)

純移相調(diào)制的軟開關(guān)范圍如圖4所示。其中Pu=P/(V12/ωL)，為歸一化數(shù)值，無量綱。

圖4 純移相調(diào)制軟開關(guān)范圍Fig.4 ZVS range under pure phase shift modulation

當(dāng)電壓比d=1時，可以在全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)。假若電路工作中原副邊電壓均為恒定值，那么選擇變壓器變比使得d=1是比較好的選擇。但在實際的應(yīng)用中，往往是直流電壓工作在一定范圍內(nèi)的情況[10]，這時采用移相加占空比調(diào)制具有明顯的優(yōu)勢。對于變壓器原邊全橋，控制S11和S14之間有一個延遲導(dǎo)通角，可以得到vp電壓，如圖5所示。

圖5 占空比控制原理圖Fig.5 Principle of duty cycle modulation

當(dāng)d<1時，通過控制vp的占空比，使得D1V1=nV2，可以實現(xiàn)任意移相角度下的軟開關(guān)；當(dāng)d>1時，通過控制vs的占空比，使得V1=nD2V2，可以實現(xiàn)任意移相角度的軟開關(guān)；而當(dāng)d=1時，使用純移相調(diào)制，就能實現(xiàn)雙向全橋直流變換器的任意移相角度的軟開關(guān)控制[2]。

本文以d<1為例進(jìn)行分析。這種單邊占空比調(diào)制下有半周期內(nèi)vp波形均在vs高電平波形內(nèi)(狀態(tài)一，如圖6所示)和vp波形移出vs高電平波形(狀態(tài)二，如圖7所示)兩種狀態(tài)。

圖6 狀態(tài)一：半周期內(nèi)vp側(cè)電壓均在vs側(cè)電平內(nèi)Fig.6 State one: vp is in vs under half cycle

圖7 狀態(tài)二：半周期內(nèi)vp側(cè)電壓移出vs側(cè)電平Fig.7 State two: vp is out of vs under half cycle

由式(1)和式(2)可知，只要保證D1V1=nV2，無論是狀態(tài)一還是狀態(tài)二均能實現(xiàn)軟開關(guān)。同樣可以求得此時傳輸?shù)墓β蕿椋?/p>

(7)

從式(7)可以看出，純移相調(diào)制就是移相加占空比調(diào)制在占空比為1時的特例。令Pu=nV1V2/(ωL)可以得到在不同占空比下，兩者功率傳輸曲線對比如圖8所示。

圖8 純移相調(diào)制、移相加占空比調(diào)制功率傳輸對比Fig.8 Out power contrast of pure phase shift modulation and phase shift with duty cycle modulation

3 所提出的控制方法

從圖8可以看出，若采用移相加占空比調(diào)制雖然能實現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)的軟開關(guān)，但傳輸?shù)墓β适艿搅讼拗?；而采用移相調(diào)制能增加傳輸?shù)墓β?，但不能實現(xiàn)小移相角度下的軟開關(guān)。本文以V1=nV2max為例說明實現(xiàn)過程(此時通過調(diào)節(jié)V1側(cè)占空比D1和移相角度φ可實現(xiàn)功率雙向流動)：

在移相區(qū)間[π(1-D1)/2, π/2]，選擇一個小區(qū)間[φ-,φ+]，使得：

(8)

當(dāng)調(diào)節(jié)移相角度滿足

(9)

控制占空比D1增加Δd，由于占空比增加，所以此時輸出的功率有可能超過指令電流給出的功率，因此導(dǎo)致φ減小；當(dāng)φ減小到φ≤φ-時，可以再次增加D1。整個系統(tǒng)的控制框圖如圖9所示。

圖9 具體控制實施框圖Fig.9 Detailed control block diagram

圖9所示本方法的核心步驟為：求絕對值、滯環(huán)比較以及積分器控制。圖9的滯環(huán)控制模塊內(nèi)部邏輯控制框圖如圖10所示。

圖10 滯環(huán)控制邏輯Fig.10 Algorithm hysteresis control

當(dāng)輸出移相角度|φ|>φ+后，積分器開始正向積分；當(dāng)輸出移相角度|φ|<φ-時，積分器開始負(fù)向積分，將積分器的輸出限制在V1/(nV2)≤D1≤1。當(dāng)移相角度φ的絕對值小于π(1-D1)/2時，保證占空比輸出滿足D1=V1/(nV2)，只有當(dāng)輸出角度|φ|>φ+以后，D1開始緩慢增加(最大到1)；同樣，在用戶減小輸出功率(或電流)的指令時，也只有|φ|<φ-后，占空比才會緩慢變化到D1=V1/(nV2)。這樣整個過程即實現(xiàn)了軟開關(guān)，也增加了傳輸功率的上限。整個方法的實施流程圖如圖11所示。

圖11 整個方法實施的流程圖Fig.11 Flow chart of method

4 實驗結(jié)果

本文采用TI的DSP TMS320F2812和Altera的FPGA實現(xiàn)如上所述的控制系統(tǒng)，實現(xiàn)7～40V任意電壓的電池充放電功能。其中主電路的拓?fù)淙鐖D 12所示，采用了PWM整流器+雙向直流的兩級結(jié)構(gòu)。前級PWM整流器連接三相電網(wǎng)，將電壓穩(wěn)定在650V；后級是全橋移相直流的拓?fù)?，采用本文所述的控制方法使得后級電壓?～40V寬范圍輸出。

圖12 實驗系統(tǒng)主電路圖Fig.12 Main circuit of experiment system

輸出電池電壓為40V、電池充電電流為260A的波形如圖13所示。其中圖13(a)通道1為直流充電電流，通道2為V2側(cè)IGBT上的電壓，通道3為高頻變壓器初級電流(正方向指向V1側(cè)，與圖1定義相反)，通道4為V1側(cè)IGBT上的電壓。

圖13(b)為V2側(cè)直流電流波形，其動態(tài)響應(yīng)速度較慢。這是由于進(jìn)行閉環(huán)控制時采樣回路是一個很強(qiáng)的低通濾波器，同時對于電池也不希望有過快功率變化。

圖13 輸出電壓40V，充電電流260A時的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)波形Fig.13 Waveforms at 40V/260A output

輸出電池電壓為7V、電池放電電流為260A的波形如圖14所示。其中圖14(a)通道1為充電電流，通道2為V2側(cè)IGBT上的電壓，通道3為高頻變壓器初級電流，通道4為V1側(cè)IGBT上的電壓。

圖14 輸出電壓7V，放電電流260A時的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)波形Fig.14 Waveforms at 7V/260A output

從圖13和圖14的穩(wěn)態(tài)波形可以看出，V1側(cè)的IGBT導(dǎo)通時，變壓器初級電流為正；V2側(cè)IGBT導(dǎo)通時，變壓器初級電流為負(fù)，從而證明了本文提出的方法，在不同輸出電壓情況下，IGBT均是零電壓開通，實現(xiàn)了全范圍的軟開關(guān)控制。充放電的動態(tài)波形也表明，在不同輸出電壓和電流的情況下，占空比加移相調(diào)制和純移相調(diào)制兩種方法平滑實現(xiàn)了切換，達(dá)到了雙向直流全范圍軟開關(guān)的效果。

5 結(jié)論

本文深入分析了雙向全橋直流變換器實現(xiàn)軟開關(guān)的條件，比較采用移相加占空比調(diào)制法和純移相調(diào)制兩種方法的優(yōu)缺點，提出了一種將兩種方法的優(yōu)點結(jié)合的控制思路，實現(xiàn)了傳輸功率的最大化和全負(fù)載范圍內(nèi)的軟開關(guān)，最后進(jìn)行了相關(guān)的實驗證明。從理論和實驗結(jié)果來看，可以得到以下結(jié)論。

(1) 雙向全橋直流變換器采用純移相調(diào)制，適用于輸入輸出電壓均恒定的情況，能實現(xiàn)軟開關(guān)的同時也能達(dá)到傳輸?shù)墓β首畲?，但這種方法不適用于輸入或者輸出電壓變化的情況。

(2) 雙向全橋直流變換器單純采用移相加占空比調(diào)制，適用于輸入輸出電壓均變化的情況，能實現(xiàn)全范圍的軟開關(guān)，但不能實現(xiàn)傳輸功率的最大化。

(3) 采用本文所提出的前兩者優(yōu)點結(jié)合的方法，既能實現(xiàn)全電壓全負(fù)載范圍的軟開關(guān)，也能同時實現(xiàn)功率傳輸?shù)淖畲蠡?/p>

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Research on full power range soft-switching control technology of dual active bridge DC-DC converter

WANG Yue1, GUO Hai-ping2, GAO Yuan1

(1. School of Electrical Engineering, Xi’an Jiaotong University, Xi’an 710049, China；2. China Southern Power Grid, Guangzhou 510080, China)

Dual active bridge (DAB) DC-DC converter can achieve soft switching without external circuits, which leads to high efficiency. It can transfer large power with traditional pure phase shift modulation, but can not achieve soft switching at light load range. Phase-shift with duty cycle modulation can realize the soft switch in the whole power range, but the maximum transmission power decreases as the duty ratio decreases which is obvious when duty cycle is small. This paper studies soft switching characteristics of DAB and proposes an optimal control method which combines the advantages of two kinds of modulation methods. In this control method, flexible smooth switching can be realized, namely realizing soft switching in full power range and ensuring the maximum transmission power at the same time. Finally, the control method is verified by a 12kW prototype, the experiment results show that the control method is feasible.

dual active bridge DC-DC converter; soft switching; phase shift control; duty cycle

2014-10-11

王 躍 (1972-), 男, 遼寧籍, 教授， 博士, 研究方向為大功率電力電子變換技術(shù)； 郭海平 (1986-)， 男， 湖南籍， 工程師， 碩士， 研究方向為風(fēng)力發(fā)電、 柔性交流輸電和電力電子裝置。

TM46

A

1003-3076(2016)01-0007-06