杜貴平　溫先佳　李治泳

(華南理工大學 電力學院, 廣東 廣州 510640)

大功率同步整流的均流及環(huán)流技術*

杜貴平溫先佳李治泳

(華南理工大學 電力學院, 廣東 廣州 510640)

摘要:分析了3種用于同步整流的控制方式，并通過能耗計算對比選擇出最優(yōu)控制方式.為克服單個器件及單個電路輸出功率的局限性，對大功率場合多管并聯(lián)的均流問題進行了研究，確定了影響并聯(lián)均流的主要敏感參數(shù)，并給出了優(yōu)化均流的解決方法.探討了多同步整流電路并聯(lián)環(huán)流的產(chǎn)生機理，并給出了防止環(huán)流的占空比協(xié)調控制方法.實驗結果驗證了理論分析的準確性，采用文中方法可成功實現(xiàn)同步整流的大功率輸出.

關鍵詞：大功率同步整流；控制方式；多管并聯(lián)；多電路并聯(lián)

同步整流技術的研究應用目前多局限于小功率應用領域，而大功率同步整流存在優(yōu)化控制、多管并聯(lián)均流、多電路并聯(lián)環(huán)流等關鍵技術難點.不同的控制方式?jīng)Q定了不同的整流損耗和電路傳輸功率；多管并聯(lián)應用很難保證完全一致的參數(shù)和性能，會導致電流分配不均，影響器件壽命和系統(tǒng)穩(wěn)定性；多電路并聯(lián)產(chǎn)生的環(huán)流也會嚴重影響系統(tǒng)可靠性和傳輸效率.

文獻[1]中分析對比了自驅動和外驅動方式下同步整流管的損耗，但是外驅動局限于互補方波；文獻[2]中綜合分析了電壓型和電流型同步驅動的優(yōu)缺點，但是缺少損耗的定量計算；文獻[3]中重點對不同整流方式下的整流損耗進行理論計算，但是分析對象為二極管整流、互補方波驅動以及自驅動的同步整流.在電路的并聯(lián)應用方面，文獻[4]中通過實驗驗證了影響并聯(lián)MOSFET動態(tài)均流的參數(shù)，文獻[5]中從轉移特性和輸出特性方面分析了MOSFET的并聯(lián)分流特性，文獻[6]中確定了并聯(lián)MOSFET的穩(wěn)態(tài)工作點和影響動態(tài)均流的因素，文獻[7]中提出了整流機組并聯(lián)運行存在環(huán)流的現(xiàn)象.

為減小同步整流的能耗，拓寬同步整流電路的功率容量，改進大功率同步整流應用的穩(wěn)定性和傳輸效率，文中從控制方式、均流和環(huán)流3個問題入手，對同步整流電路及其并聯(lián)技術開展了分析研究，最后通過實驗對所述理論進行驗證.

1同步整流電路控制方式能耗分析

同步整流電路的移相全橋拓撲及其前6個工作模態(tài)分別如圖1(a)、1(b)所示.移相全橋同步整流電路的工作周期可以分解成12個模態(tài)，其中下半周期和上半周期基本類似.圖1(a)中Vi為三相不控整流橋的輸出電壓經(jīng)濾波后的直流電壓，通過移相全橋 DC/DC 變換得到直流電壓電流輸出；SR1和SR2代表全波整流輸出端的 MOSFET整流管.全橋電路同步控制的關鍵就是在占空比丟失時保持MOSFET導通使同步整流管的損耗減少[8].

用于同步整流的控制方式研究主要集中在以下3種：第1種是驅動電壓與變壓器二次側繞組電壓同相位，自驅動方式是典型的應用，并不適合于大功率場合；第2種是驅動電壓與變壓器一次側繞組電壓同相位，通常采樣一次側驅動信號作為驅動來源；第3種是驅動電壓與變壓器二次繞組負電壓相位互補，采樣整流側電路相關信號作為驅動來源.這3種同步控制方式的控制電壓波形如圖2所示[9].

(a)移相全橋拓撲圖

(b)6種工作模式圖

Fig.1Phase-shifted full-bridge synchronous rectification circuit and its main operating modes

圖2　3種同步控制方式的電壓波形

Fig.2Voltage waveforms of three kinds of synchronous control modes

圖2中，VAB為原邊繞組電壓，Vo為副邊輸出電壓，VgSR1、VgSR2分別為兩個MOSFET整流管的控制電壓.

3種控制方式各有優(yōu)缺點，文中對其能耗進行計算對比時采用如下合理的假設：開關管都是理想器件；忽略MOSFET整流管驅動電壓之間的死區(qū)時間；輸出濾波電感n2L遠遠大于變壓器一次側繞組的漏感Lr，相當于恒流源.

在模態(tài)分析的基礎上可以得知，上半個周期中t0、t1、t2、t3和t4時刻一次側的電流分別為

(1)

式中，I0和Vo分別為輸出電流和輸出電壓，n為變壓器變比，D為一次側開關管的占空比，Ts為工作周期，ω為[t3-t4]過程中漏感Lr和電容C1、C3發(fā)生諧振的諧振頻率.

每個時間段Δt01、Δt12、Δt23和Δt36分別為

(2)

式中，Deff=D-Dloss，定義為二次側整流MOSFET的有效占空比，由模態(tài)分析可得[t3-t6]和[t9-t12]屬于一個周期內(nèi)占空比丟失的時間：

(3)

對二次側整流橋的MOSFET和二極管在各自的導通時間段內(nèi)的導通損耗求和即得到電路的整流損耗.又由于電路工作在滿載狀態(tài)下Δt23和Δt89的時間非常短，可忽略不計，而Δt12和Δt78是由開關管并聯(lián)諧振電容C2和C4的充放電時間決定，Δt34和Δt910是由開關管并聯(lián)諧振電容C1和C3的充放電時間決定，在實際設計中，通過合理調整適當?shù)膮?shù)，可使得充放電過程迅速完成，接近無限小.因此，3種同步控制方式的整流損耗分別為

(4)

令

通過比較計算可得，B>0、C<0，因此，在滿載運行的情況下，有Pz3

2多管并聯(lián)的均流分析

由于單個MOSFET的過流能力的限制，在大功率同步整流的應用場合往往通過MOSFET并聯(lián)使用的方式來獲得大電流.MOSFET的并聯(lián)使用最為關鍵的是電流的均衡分配問題[10]，它直接影響到MOSFET的壽命以及整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性.

MOSFET多管并聯(lián)的靜態(tài)均流主要與器件導通電阻有關，理論上MOSFET的導通電阻具有正溫度系數(shù)，能夠發(fā)揮自動均流的作用，具體表現(xiàn)為：流通電流較大的MOSFET整流管，其管殼溫度相對較高，通態(tài)電阻也相應增大，使流經(jīng)的電流減小，溫度重新降低，形成一個動態(tài)的循環(huán)調整過程，最終實現(xiàn)多管并聯(lián)的自動均流[11].

MOSFET的動態(tài)過程主要包括開通和關斷過程，而影響MOSFET多管并聯(lián)動態(tài)均流的參數(shù)有驅動線路電感、驅動電阻、源極線路電感、漏極影響線路電感等[12].為區(qū)分它們對動態(tài)均流問題的影響大小，文中采用3個MOSFET并聯(lián)組成仿真電路，利用Pspice仿真實驗對上述參數(shù)的影響進行分析，仿真結果如圖3所示.

圖3　動態(tài)均流仿真結果

圖3(a)為器件開通時驅動線路電感的影響結果.設置3個MOSFET驅動線路電感分別為1pH、1nH和1 μH.從圖中可見，電流上升保持一致；但是電感較大的MOSFET在開通時會承受較大的電流.

圖3(b)為器件開通時驅動電阻的影響結果.驅動電阻分別設為2、10和30 Ω.在頻率為18 kHz下，測得三者電流從0至70A的時間分別為602、628和718 ns，而關斷時刻分別為28.82、28.30和28.92 μs.可見，驅動電阻越小，電流上升速度越快，電流下降時間也越短.

圖3(c)為器件開通時源極線路電感的影響結果.源極線路電感分別為1、10和30 nH，在頻率為18 kHz下，測得管內(nèi)電流達到70 A各自所需時間分別為602、812和1 380 μs，而關斷時間分別為28.82、28.90和29.03 μs.顯然，源極線路電感越小，電流上升和下降也越快.MOSFET的開關速度對于源極線路電感的變化較為敏感，即使微小的電感差異，也能引起較大的開關速度遲緩.

圖3(d)為器件關斷時漏極線路電感的影響結果.當仿真電路中設置3個MOSFET的漏極線路電感分別為 1、 10和100nH時，三者的負載電流基本不受影響.而當調整為1 μH時，如圖3(d)所示，在MOSFET關斷之后，電流振蕩劇烈且時間較長.

綜合上述的討論可知，影響動態(tài)均流的主要敏感參數(shù)為驅動電阻和源極線路電感，因此，文中在實現(xiàn) MOSFET 整流管并聯(lián)的設計過程中，采用了以下改善多管并聯(lián)的均流性能的措施：

(1)合理選取驅動電阻，過小的驅動電阻會使驅動波形在開通過程中產(chǎn)生振蕩，但過大的驅動電阻又會降低MOSFET的開關速度，應盡可能選阻值小的驅動電阻，文中經(jīng)實驗調試選取為10 Ω；

(2)設計PCB驅動電路時，應盡可能縮短柵極驅動走線，減少線路電感，同時漏極和源極走線盡可能靠近MOSFET的管腳，消除漏極和源極線路電感引起的電流嚴重分配不均；

(3)設計水冷散熱模塊，MOSFET整流管與散熱鋁塊貼合且有序排列，如圖4所示，有助于實現(xiàn) MOSFET 管與管之間的熱平衡，同時為整流管工作創(chuàng)造了低溫條件，從而增大其電流承載能力.

圖4　冷卻結構示意圖

3多電路并聯(lián)的環(huán)流分析

由于 MOSFET 具有雙向導通性[13]，對于隔離型的電路模塊并聯(lián)，如果調節(jié)占空比不一致，輕載情況下占空比較小的會產(chǎn)生電流倒灌(環(huán)流)問題，文中以移相全橋同步整流電路為例對多電路并聯(lián)應用的環(huán)流問題進行討論.

全橋同步整流電路多電路并聯(lián)可簡化為如圖5所示[14]電路，圖中整流管Qs1,Qs2,…,Qsn為各個電源模塊的輸出整流管，Rs1,Rs2,…,Rsn為各個電源模塊的輸出電阻，Rload為感性負載電阻，Vs1,Vs2,…,Vsn為經(jīng)過DC/DC變換后的二次側電壓.

圖5　同步整流電源并聯(lián)等效電路

Fig.5Equivalent circuit of synchronous rectification power supply with parallel connection

以兩個電路模塊并聯(lián)為討論對象，在理想狀態(tài)下，假設電路1和2的輸出電阻Rs1=Rs2，兩電路輸出電壓為Vo1、Vo2，輸出電流為Io1、Io2，負載電流為Io.兩個電源電路的輸出功率不一致且輕載運行，D1

(5)

由圖3可得

(6)

結合式(5)，且Rs1=Rs2=Rs，計算得

(7)

移相全橋DC/DC變換是通過改變占空比來調節(jié)輸出電壓，但由于其存在占空比丟失現(xiàn)象，輸出電壓與有效占空比成線性關系，從而有Vs=DeffVin.由式(6)、(7)得出下列關系式：

(8)

式中，設定k=Rs/Rload.

根據(jù)上述討論可得，當兩臺電源電路模塊并聯(lián)且輕載運行時，有效占空比較大的模塊需要按照式(8)進行占空比調整，才能防止環(huán)流的現(xiàn)象發(fā)生.

(9)

上述說明，若有效占空比不需要調整，為消除環(huán)流，初始有效占空比Deff1和Deff2需要滿足條件(9).當負載Rload?Rs時，k→0，此時Deff2=Deff1，又有Rs1=Rs2=Rs，表明兩臺電源模塊輸出功率相等，既可實現(xiàn)電流平均分配，又可防止環(huán)流的產(chǎn)生.

文中在傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制模式[16]基礎上，加入了均流控制，形成數(shù)字化控制電路系統(tǒng)，其原理框圖如圖6所示，Uo表示輸出電壓信號，Io表示輸出電流信號，均由采樣模塊檢測后經(jīng)過A/D轉換形成電壓信號.Vref表示輸出電壓的基準值，Iav表示平均輸出電流基準值.整個數(shù)字化控制系統(tǒng)的工作原理如下：輸出電壓Uo與輸出電壓基準值Vref經(jīng)過比較運算后，通過PI調節(jié)輸出給定電流基準信號，同時與平均輸出電流基準值Iref和輸出電流Io進行比較運算得出移相角調整信號，通過PI調節(jié)輸出后進入PWM模塊實現(xiàn)移相角調整，輸出對應的PWM驅動信號.

圖6　數(shù)字化控制系統(tǒng)原理框圖

平均輸出電流基準值Iav是設計的總數(shù)字控制器DSP將各個電源模塊的采樣值統(tǒng)計計算而得到的，并通過總數(shù)字控制器DSP運行均流控制方案，為了簡化設計，實現(xiàn)各個電源模塊之間的通信控制，并完成比較運算和相關計算，總控制系統(tǒng)的硬件電路設置與單機的控制電路基本一致，通過軟件編程的修改實現(xiàn)模塊并聯(lián)均流的方案.文中設計的總控制系統(tǒng)計算周期Ts為560 μs，取k=10，各個電源模塊控制系統(tǒng)的計算周期約為56 μs.

4實驗結果

制作了兩臺輸出直流電流為0～1 500 A、輸出直流電壓為0～8 V的同步整流電源樣機，對文中所述的并聯(lián)技術進行試驗.輸出端采用全波整流方式，半波周期電流同時通過兩組MOSFET，每組由10個功率MOSFET并聯(lián)，型號為IRFP4468，具體參數(shù)如下：Rgs=0.8 Ω，Ciss=19 860 pF，Rds(on)=2 mΩ.各個MOSFET的漏源極之間加入RC緩沖電路.

圖7為MOSFET的漏源極電壓以及驅動電壓波形.理論上，MOSFET的充電時間為

(10)

由于驅動電路采用芯片IR1167為每組MOSFET增強驅動信號，驅動電流可達7A.在實驗測試中MOSFET的導通所需時間為300 ns，與式(10)的理論值相差不大.

圖7　漏源極電壓(Vds1)與驅動電壓(Vgs1、Vgs2)波形

Fig.7Waveforms of drain source voltage (Vds1) and driving voltage (Vgs1,Vgs2)

另外從圖中可見，在管壓降尖峰時刻，驅動電壓存在小波動，測得該電壓為5 V，低于MOSFET的導通閾值.實驗結果表明驅動電流和du/dt均滿足前文關于驅動的理論分析.

表1為實驗測得的電源樣機滿載運行時每個MOSFET的管殼溫度.多個MOSFET并聯(lián)運行的靜態(tài)均流主要通過器件自動調整自身的管殼溫度來實現(xiàn).由數(shù)據(jù)可知，每個MOSFET的管殼溫度相差不大，通過改善管殼之間的熱量平衡，可實現(xiàn)MOSFET穩(wěn)態(tài)電流的平均分配.

為驗證MOEFET并聯(lián)的動態(tài)均流性能和電路間的環(huán)流問題，將兩臺電源單機并聯(lián)運行，測得各自的輸出電壓波形如圖8所示，各自的輸出電流數(shù)據(jù)如表2所示.從圖8的輸出電壓波形可以得出，兩臺電源單機的有效占空比基本一致，表2顯示兩臺電源單機的均流精度基本控制在1%以內(nèi)，均流效果明顯.結合上述理論分析可知，有效占空比保持一致可以避免并聯(lián)模塊之間電流倒灌現(xiàn)象的發(fā)生，同時實現(xiàn)了電流的平均分配.

表1　MOSFET的運行溫度數(shù)據(jù)

圖8　兩臺電源的輸出電壓波形

輸出電壓/V電流/A電源模塊1電源模塊2負載均流精度1)/%4.0056056611261.075.0073373614690.416.0091391318260.007.001060106921390.858.001197120123980.33

1)均流精度=(模塊電流之差/平均模塊電流)×100%.

5結論

文中在對大功率同步整流電路及其并聯(lián)技術的研究中得出以下結論：①整流管驅動電壓與變壓器二次繞組負電壓相位互補，采樣整流側電路相關信號作為驅動來源的控制方式為最優(yōu)控制方式；②整流管的驅動電阻和源極線路電感是影響動態(tài)均流的主要參數(shù)，設計和調試過程中要優(yōu)先考慮，整流管與散熱鋁塊保證緊密貼合且有序排列；③多電路并聯(lián)時有效占空比的差異是產(chǎn)生環(huán)流的主要原因，在傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制模式基礎上加入均流控制，形成數(shù)字化控制電路系統(tǒng)，抑制環(huán)流的產(chǎn)生.實驗結果驗證了理論的正確性，成功實現(xiàn)了同步整流的大功率輸出.

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Current Sharing and Circulation Technology of High-Power Synchronous Rectification

DUGui-pingWENXian-jiaLIZhi-yong

(School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640, Guangdong, China)

Abstract:In this paper, first, an optimal control mode is selected from three control modes for synchronous rectification through energy consumption calculation, and the current sharing problem of the multi-tube paralleling in high-power synchronous rectification is investigated to overcome the output power limitation of single device and single circuit. Then, the main sensitive parameters affecting the parallel current sharing are determined, and a solution to the optimization of current sharing is presented. Moreover, the generation mechanism of the circulation caused by multi-circuit parallel connection is discussed, and a coordination control method of the duty cycle for preventing the circulation is finally presented. Experimental results show that the theoretical analysis is correct and that the proposed method helps to successfully implement the high-power output of synchronous rectification.

Key words:high-power synchronous rectification; control mode; multi-tube paralleling; multi-circuit paralleling

收稿日期:2015- 09- 08

*基金項目:廣東省應用型科技研發(fā)專項(2015B020238012)

Foundation item:Supported by Guangdong Province Applied Special Funds of Science and Technology’s Research and Development(2015B020238012)

作者簡介:杜貴平(1968-)，男，博士，研究員，主要從事大功率電能變換技術研究.E-mail：gpdu@scut.edu.cn

文章編號:1000- 565X(2016)04- 0021- 07

中圖分類號：N 34

doi：10.3969/j.issn.1000-565X.2016.04.004