丁鵬嶺，曹劍坤，楊彬彬，劉海春，謝少軍

（南京航空航天大學自動化學院，南京211106）

一種新型具有暫升和暫降補償功能的寬范圍動態(tài)電壓校正器

丁鵬嶺，曹劍坤，楊彬彬，劉海春，謝少軍

（南京航空航天大學自動化學院，南京211106）

研究了一種新型的寬范圍動態(tài)電壓校正變換器，詳細地分析了其工作原理、關鍵參數(shù)設計和控制方案。該動態(tài)電壓校正器通過對直流母線電壓控制拓寬電網電壓暫降的校正范圍并實現(xiàn)對電網電壓暫升的校正。通過采用三電平半橋逆變以及合理設計輸出濾波器參數(shù)，保證了輸出電壓波形質量。通過合理的控制參數(shù)設計，輸出電壓具有較好的穩(wěn)態(tài)精度和快速的動態(tài)響應。樣機實驗驗證了該動態(tài)電壓調節(jié)器方案的可行性和理論分析的正確性。

動態(tài)電壓校正；寬范圍電壓補償；電壓暫降；電壓暫升；能量回饋

引言

隨著對供電電壓敏感的電力設備增多，電網電壓暫變已經成為最嚴重的電能質量問題之一。通常在接入電網的關鍵或敏感負載供電端配備相應功率等級的電壓校正裝置［1-2］用以解決電壓暫變問題。傳統(tǒng)的動態(tài)電壓恢復器DVR（dynamic voltage restorer）通常使用超級電容［3］、超導儲能［4］或不控整流取電［5］，通過變壓器將補償電壓串入供電端以穩(wěn)定供電電壓，結構都較為復雜［6-7］。為減小其體積重量，文獻［8］采用無串聯(lián)變壓器DVR，采用輸出側電容直接串入供電端的方式進行電壓補償，但此方案仍需解決DVR的取電問題［9-10］。文獻［11-12］提出一種動態(tài)電壓暫降補償器DySC（dynamic voltage sag compensator），該裝置利用電網電壓自供電并且無需變壓器，拓撲結構簡單，可實現(xiàn)電網電壓暫降50%的補償。為進一步提高電壓跌落補償范圍，文獻［13］提出后端取電的改進型電路結構及其較為復雜的直流母線電壓計算和控制方法。但是在電網電壓暫升情況下DySC無法進行電壓校正。為避免電網電壓暫升補償時能量倒灌導致的DySC直流母線電壓一直上升，文獻［14］提出采用零有功功率補償方案，并在此基礎上進一步簡化拓撲，但補償后的端口電壓相位隨電網電壓跌落深度實時變化。

本文在DySC拓撲基礎上進行改進，提出一種寬范圍動態(tài)電壓校正裝置，可實現(xiàn)電壓跌落或暫升的校正，且電壓校正范圍比傳統(tǒng)DySC進一步拓寬。首先詳細分析新型寬范圍動態(tài)電壓校正裝置的工作原理，推導電壓校正范圍，其次針對關鍵參數(shù)的設計給出理論依據(jù)，提出相應控制策略，最后給出電路仿真和實驗驗證。

1　變換器工作原理

新型寬范圍動態(tài)電壓校正裝置的拓撲結構如圖1所示。圖中ab端子為輸入側，與電網相連，cd端子為輸出側，與敏感或關鍵性負載相連，輸出穩(wěn)定交流電壓。該變換器由兩電平半橋變換器和二極管箝位型三電平半橋變換器級聯(lián)構成。前者控制直流母線電壓及其均衡，后者的交流側與ab端子串聯(lián)以校正輸出電壓，兩者均為半橋結構并且共用直流母線和電容中點。逆變部分采用的三電平半橋拓撲可以降低功率器件的電壓應力，也可提高校正電壓的波形質量。cd端子側的濾波電感Lf和濾波電容Cf構成LC型輸出濾波器。

圖1　新型寬范圍動態(tài)電壓校正裝置拓撲Fig.1　Topology of wide range dynamic voltage corrector

為方便分析其工作機理，圖2為該裝置的簡化拓撲等效電路。

圖2　動態(tài)電壓校正裝置的等效電路Fig.2　Equivalent circuit of dynamic voltage corrector

1.1電壓暫降補償

當電網電壓跌落時，變換器2的輸出補償電壓與電網電壓同相。變換器1工作于PWM半橋整流狀態(tài)，將電網能量儲存至直流母線電容，變換器2吸收直流母線側能量以補償電網電壓跌落的能量損失?？刂谱儞Q器2的輸出補償電壓幅值和相位，可實現(xiàn)對電網電壓跌落補償。圖3給出了電網電壓Uin正半周期動態(tài)電壓校正裝置電壓跌落補償?shù)?種工作模態(tài)。變換器2與電網串聯(lián)，所以僅需補償?shù)洳糠值哪芰?，提高了系統(tǒng)工作效率。

圖3　電壓跌落時工作模態(tài)分析Fig.3　Voltage sag modal analysis

1.2電壓暫升補償

當電網電壓暫升時，變換器2的輸出補償電壓與電網電壓反向。變換器2吸收交流側能量并將其釋放至直流母線。變換器1工作于PWM逆變狀態(tài)，將直流母線能量回饋至電網，以保證直流母線電壓穩(wěn)定?？刂谱儞Q器2的輸出補償電壓幅值和相位，可實現(xiàn)對電網電壓暫升補償。圖4給出了電網電壓Uin正半周期動態(tài)電壓校正裝置電壓暫升補償?shù)?種工作模態(tài)。該裝置將電壓暫升部分的能量回饋至電網，可供其他普通負載或非敏感性負載使用，實現(xiàn)了多余能量的回收利用，提高了系統(tǒng)運行效率。

由上述分析可知，該動態(tài)電壓校正裝置具有電壓跌落及暫升的補償功能及體積小、工作效率高等特點。

圖4　電壓暫升時工作模態(tài)分析Fig.4　Voltage swell modal analysis

2　電壓校正范圍分析

由于新型寬范圍動態(tài)電壓校正裝置中的變換器1采用PWM整流方式，直流母線電壓可控，所以電壓校正范圍被拓寬。

2.1電壓暫降校正范圍

輸入電壓的最小值受到交流輸入側電感電流的限制。交流輸入側電感電流過大將增加變換器1中電感L的體積重量，提高功率開關器件S5和S6的電流應力。該裝置所補償?shù)墓β师為變換器1的輸入功率，不考慮變換器的傳輸損耗，可得

式中：IL_max為變換器1電感電流最大有效值；Po為敏感負載功率；Uo為總輸出電壓有效值；Uin_min為最低輸入電壓有效值。則Uin_min為

根據(jù)式（2），當Po=3 000 W、Uo=115 V、IL_max=50 A時，輸入最低電壓可達40 V，補償深度高達為65%。需注意，以上分析都是在變換器1的最大增益范圍內。

2.2電壓暫升校正范圍

輸入電壓的最大值受到直流母線電壓Udc的限制。在極限條件下變換器1過調制工作，變換器交流側電壓波形為方波。根據(jù)方波傅里葉多項式中的基波分量可得輸入電壓最大有效值為

式中：Uin_max為輸入電壓最大有效值；Udc為直流母線電壓。Udc需考慮以下3點因素：①Udc應盡量小來降低變換器1功率開關器件的電壓應力；②Udc應盡量小來提高變換器2的調制比；③Udc應高于輸入電壓的峰峰值。

該方案的電壓暫降補償深度相比傳統(tǒng)DySC（電壓暫降補償深度50%）有較大范圍的提升，并且可以實現(xiàn)電壓暫升校正。

3　關鍵參數(shù)設計

3.1輸入側電感

交流輸入側電感L的設計至關重要，因為其取值不僅制約變換器1傳遞功率而且影響其電網側的電流波形質量。

穩(wěn)態(tài)條件下，根據(jù)變換器1交流側的電壓矢量關系，根據(jù)余弦定理可得L為

式中：Uin_p為輸入側電壓幅值；U1_p為變換器1交流側電壓幅值；ω1為基波角頻率；IL_p為電感電流幅值；φ為輸入功率因數(shù)角。結合U1_p≤2 Udc/π，則

電感L的下限值由電網側電感電流質量決定，即電網側電感電流紋波大小。假設電網側電流所允許的最大電流紋波峰峰值為ΔI，則根據(jù)電感兩端電壓的計算公式可得電感L應滿足的條件為

式中：Dmax為變換器1中功率開關的最大占空比。

3.2直流母線電容

直流母線電容C1和C2的設計需考慮變換器1與變換器2之間的能量交換以及直流母線電壓紋波。首先需要確定流過直流母線電容的電流峰值。如圖2所示，由變換器1與變換器2的直流側電流可得流過電容C1的電流為

式中：iL和iLf分別為輸入側電感電流與輸出濾波電感電流的瞬時值；uin和uo分別為輸入電壓與輸出電壓的瞬時值。

考慮變換器間的能量交換，電容電壓的最大電壓紋波峰峰值為ΔUdc，則電容C1取值的約束條件為

3.3低通LC濾波器設計

文獻［15］給出LC低通濾波器設計時的考慮因素和約束條件。PWM控制逆變器輸出電壓的開關頻率附近（N±1）次諧波幅值最大，表達式為

式中：M為調制比；JN±1（x）為第一類貝塞爾函數(shù)。令α為Uin跌落深度，則

由此，可求得逆變器（N±1）次諧波電壓與跌落深度的數(shù)學關系，如圖5所示。

由LC濾波器空載傳遞函數(shù)可知

根據(jù)有關標準對輸出電壓各次諧波含量的要求，逆變器（N±1）次諧波電壓與跌落深度的關系如圖5所示。結合圖5可確定LC濾波器對（N±1）次諧波電壓的衰減倍數(shù)，從而確定截止頻率fc；再結合濾波器的無功功率考慮即可以確定Lf和Cf。

圖5　逆變器（N±1）次諧波電壓與跌落深度的關系Fig.5　Relationship between inverter harmonic voltage in（N±1）and drop depth

表1是結合400 Hz電源輸出電壓校正設計的3 kVA實驗樣機的電路參數(shù)。

表1　實驗樣機參數(shù)Tab.1　Experimental prototype parameters

4　控制方案分析

由圖2可看出，新型寬范圍動態(tài)電壓校正裝置由2個變換器級聯(lián)構成，兩者共用直流母線，直流母線電容為直流母線提供電壓支撐。因此前后級可實現(xiàn)解耦控制。

變換器1以穩(wěn)定直流母線電壓和保證電網側電流波形質量為控制目標，同時實現(xiàn)電容中點電壓均衡。變換器1采用電壓電流雙閉環(huán)控制，電流內環(huán)控制輸入側電感電流，電壓外環(huán)控制直流母線電壓，同時引入均壓環(huán)反饋控制保證電容中點電壓均衡。變換器1的電壓外環(huán)基準為直流量，對直流母線電壓的穩(wěn)態(tài)精度要求較高。所以，變換器1電壓外環(huán)調節(jié)器選用比例積分調節(jié)器，電流內環(huán)則選用比例調節(jié)器。其控制框圖如圖6所示。

圖6　變換器1的閉環(huán)控制框圖Fig.6　Closed-loop control block diagram of converter 1

圖6中，G′v（s）=k′v_p+k′v_i/s，G′i（s）=k′i_p，m為電流傳輸增益，-1≤m≤1。該時變環(huán)節(jié)給電壓環(huán)設計帶來困難，考慮最大調制比下得到的最大增益值對電壓環(huán)穩(wěn)定性影響最大，因此將該比例增益取值為1。

按照先內環(huán)后外環(huán)的設計方法，通過繪制閉環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖，根據(jù)適當?shù)慕刂诡l率和相位裕度，設計得到各調節(jié)器的參數(shù)。限于篇幅，本文對設計的過程不再詳述。樣機中設計電流環(huán)比例調節(jié)器系數(shù)為15，電壓外環(huán)的比例積分調節(jié)器系數(shù)分別取

變換器2以輸出符合敏感負載要求的穩(wěn)定交流電壓為控制目標，采用電感電流瞬時值內環(huán)和輸出電壓瞬時值外環(huán)的雙閉環(huán)控制。電壓外環(huán)采用比例諧振調節(jié)器以提高基波處的增益，減小輸出電壓的穩(wěn)態(tài)誤差。電流內環(huán)仍采用比例調節(jié)器，其控制框圖如圖7所示。其中，Gv（s）=kv_p+krs/（s2+2ωcs+ω12），Gi（s）=ki_p。

圖7　變換器2的閉環(huán)控制框圖Fig.7　Closed-loop control block diagram of converter 2

同樣可以設計得到變換器2的控制參數(shù)：電流環(huán)ki_p=1，電壓環(huán)諧振控制器的諧振角頻率ω1為800π rad/s，ωc取5 rad/s，kv_p=0.01，kr=600。

5　仿真分析與實驗驗證

采用Saber仿真軟件對該裝置進行仿真驗證，仿真電路參數(shù)如表1所示，控制電路參數(shù)由上述控制方案分析確定。仿真波形如圖8所示。仿真和實驗波形中，Uin為輸入電壓；Uo為輸出電壓；iL為變換器1電感電流；Udc為直流母線電壓；Uinv為變換器2輸出電壓。圖8（a）中輸入電壓在0.2 s處跌落65%并于0.22 s時刻恢復，圖8（b）和（c）輸入電壓分別在0.2 s處暫升23%和55%并于0.22 s時刻恢復。電壓突變時間點均選擇在電壓波峰處以表明在最惡劣條件下仿真。從仿真波形可知，動態(tài)電壓校正裝置響應速度快，校正精度高。輸入電壓跌落65%時，變換器1電感電流與輸入電壓同相，將電網能量儲存至直流母線電容。輸入電壓暫升23%時，輸入電壓峰峰值與直流母線電壓相等，變換器1電感電流與輸入電壓反相，直流母線電容通過變換器1將能量回饋至電網。輸入電壓暫升55%時達到最高校正電壓，變換器1工作于最大過調制狀態(tài)，變換器1電感電流受到較大影響。

圖8　動態(tài)電壓校正裝置滿載仿真波形Fig.8　Dynamic voltage corrector dynamic simulation waveforms

圖9　動態(tài)電壓校正裝置空載穩(wěn)態(tài)實驗波形Fig.9　Dynamic voltage corrector steady-state experiment waveforms without loads

搭建了1臺實驗樣機，參數(shù)同表1，功率開關管選取英飛凌1 kW 75N60T。圖9、圖10分別為動態(tài)電壓校正裝置空載和滿載時的穩(wěn)態(tài)實驗波形。從實驗波形可以看出，輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差小，直流母線電壓穩(wěn)定在400 V。電壓跌落時，輸入側電感電流與電網電壓同相；電壓暫升時，輸入側電感電流與電網電壓反相，與理論分析一致。

圖10　動態(tài)電壓校正裝置滿載穩(wěn)態(tài)實驗波形Fig.10　Dynamic voltage corrector steady-state experiment waveforms with full loads

圖11為動態(tài)電壓校正裝置的動態(tài)實驗波形?？梢钥闯觯旊娋W電壓發(fā)生較大幅度的瞬時跌落或暫升以及恢復時，輸出電壓都能很快地恢復至額定電壓。

樣機實驗表明，所提出的動態(tài)電壓校正裝置可以很好地實現(xiàn)寬范圍的電壓校正，且對電網電壓的補償精度高，響應速度快。

圖11　動態(tài)電壓校正裝置動態(tài)實驗波形Fig.11　Waveforms of dynamic voltage corrector dynamic experiment

6　結語

本文提出了一種新型的動態(tài)電壓校正裝置。該裝置是基于傳統(tǒng)DySC的衍生，提供了寬范圍的電壓暫降和電壓暫升補償能力。實驗結果表明，該裝置可以很好地校正電壓跌落和暫升，也證明了本文給出的校正器參數(shù)設計方法和控制策略合理可行。該電壓校正器在瞬時電壓質量控制方面有較好的應用前景。

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A Wide Range Dynamic Voltage Corrector for Voltage Swell and Sag

DING Pengling，CAO Jiankun，YANG Binbin，LIU Haichun，XIE Shaojun
（College of Automation Engineering，Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 211106，China）

A new type of wide range dynamic voltage converter is studied，and the working principle，key parameters design and control scheme are analyzed in detail.The dynamic voltage corrector broadens grid voltage sag correction range and compensates grid voltage swell by controlling the DC bus voltage.With using the three level half bridge inverter and reasonable design of output filter parameters，the corrector can ensure the quality of output voltage.The output voltage has good steady-state accuracy and fast dynamic response by reasonable control parameters design.Prototype experiments verify the feasibility and theoretical analysis of the dynamic voltage regulator scheme.

dynamic voltage correction；wide range voltage compensation；voltage sag；voltage swell；energy feedback

丁鵬嶺

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.47

TM464

A

丁鵬嶺（1990-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向為航空電源系統(tǒng)，E-mail∶di ngpengling@126.com。

曹劍坤（1986-），男，博士研究生，研究方向為功率電子變換技術，E-mail∶jian kun1818@163.com。

楊彬彬（1990-），女，碩士研究生，研究方向為航空電源系統(tǒng)，E-mail∶76068625 5@qq.com。

劉海春（1977-），男，博士，講師，研究方向為電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用，E-mail∶nuaalhc@nuaa.edu.cn。

謝少軍（1968-），男，博士，教授，研究方向為功率電子變換技術及航空電源系統(tǒng)，E-mail∶eeac@nuaa.edu.cn。

2015-09-13

青年科技創(chuàng)新基金資助項目（理工類）；中央高?；究蒲袠I(yè)務費專項資金資助項目（NS2015033）

Project Supported by Youth Science and Technology Innovation Fund；Fundamental Research Funds for the Central Universities （NS2015033）