白洪芬，　朱景偉，　孫軍浩，　周博文

(大連海事大學 輪機工程學院，遼寧 大連　116026)

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基于H橋逆變器的永磁容錯電機電流滯環(huán)跟蹤與電壓空間矢量的脈寬調制比較研究*

白洪芬，朱景偉，孫軍浩，周博文

(大連海事大學 輪機工程學院，遼寧 大連116026)

永磁容錯電機的各相繞組采用H橋逆變器供電，消除了各繞組間的中性點，實現(xiàn)了電氣隔離，提高了電機控制系統(tǒng)的直流電壓利用率和容錯性能。在分析永磁容錯電機H橋逆變電路結構和工作原理的基礎上，闡述了電壓空間矢量脈寬調制(SVPWM)和電流滯環(huán)跟蹤脈寬調制(CHBPWM)的原理，設計了三相永磁容錯電機的矢量控制系統(tǒng)，并建立了三相永磁容錯電機SVPWM和CHBPWM的仿真模型，搭建了基于DSP的三相永磁容錯電機矢量控制系統(tǒng)試驗平臺。通過仿真和試驗，對比分析了兩種控制策略的優(yōu)缺點和適用范圍。

H橋逆變器； 永磁容錯電機； 矢量控制； 電流滯環(huán)跟蹤脈寬調制； 電壓空間矢量脈寬調制

0　引　言

永磁容錯電機(Fault-Tolerant Permanent Magnet Motor, FTPMM)因具有良好的容錯性和可靠性[1-3]，逐漸應用于船舶運輸、航天航空、醫(yī)療等對安全性要求較高的場合。傳統(tǒng)的電機驅動系統(tǒng)常采用相繞組星型接法，用全橋拓撲結構的逆變器驅動電路。在電機發(fā)生故障時，故障相的電流可以通過中性點耦合到其他正常相，從而使整個系統(tǒng)都發(fā)生故障。因此，為了消除電機相與相之間的電氣耦合，F(xiàn)TPMM的各相繞組考慮采用單獨的H橋進行供電。文獻[4]通過理論和仿真對比分析了H橋和星型驅動電路在拓撲結構和短路容錯策略方面的區(qū)別，并進行了試驗驗證。文獻[5]采用H橋控制器實現(xiàn)對永磁同步電機控制，并通過仿真驗證了該控制方法的可行性。

電流滯環(huán)跟蹤脈寬調制(Current Hysteresis Band Pulse Width Modulation, CHBPWM)和電壓空間矢量脈寬調制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)是兩種常用的PWM控制策略，在基于全橋逆變電路的永磁同步電機控制中已得到了成熟應用。近些年，越來越多的文獻開始研究H橋和級聯(lián)型H橋，并通過仿真和試驗驗證了H橋型SVPWM控制算法的優(yōu)點[6-10]。文獻[11-12]通過仿真和試驗驗證了基于CHBPWM控制的H橋級聯(lián)型逆變器調制方法的可行性。雖然對基于H橋逆變電路的CHBPWM和SVPWM兩種控制方法的研究較多，但很少有文獻分析兩種控制策略的優(yōu)缺點及適用范圍。

因此，為了更好地研究H橋逆變器在FTPMM控制中的應用，本文在分析三相FTPMM和H橋逆變電路基本結構的基礎上，根據(jù)FTPMM矢量控制系統(tǒng)的基本原理，搭建仿真模型和試驗平臺，通過對仿真和試驗結果的分析，歸納對比了SVPWM和CHBPWM控制技術的優(yōu)缺點和適用范圍。

1　FTPMM結構及H橋逆變電路

三相FTPMM結構如圖1所示。從圖1可看出： 三相FTPMM的每個槽內只有一相繞組，繞組間由電樞齒隔開，實現(xiàn)了物理隔離、熱隔離、磁隔離；采用H橋逆變電路供電，實現(xiàn)了各繞組間電氣隔離。通過開槽深度和繞組匝數(shù)設計提高電抗，減小了短路電流，具有故障容錯能力[13]。

圖1　三相四極FTPMM結構圖

三相FTPMM的H橋逆變電路如圖2所示。圖2中Udc表示直流母線電壓，每個H橋逆變電路由4個IGBT和4個續(xù)流二極管組成，電機的一相繞組跨接在兩個橋臂的中點。H橋逆變電路比普通的三相全橋逆變電路的電壓基波幅值要大，直流電源的利用率更高。電機各個繞組間無中性點，實現(xiàn)了電氣隔離，也提高了直流電壓利用率，增加了器件的可靠性，提供了豐富的電壓空間矢量，為提高電機的容錯控制能力提供了條件[14]。

圖2　三相FTPMM H橋逆變電路

2　FTPMM的矢量控制系統(tǒng)

2.1FTPMM矢量控制系統(tǒng)結構

FTPMM的矢量控制系統(tǒng)由FTPMM、H橋逆變器、轉子位置與轉速傳感器和電流控制環(huán)節(jié)等多個部分組成。電機轉速通常采用PI控制，定子電流可以采用CHBPWM控制或SVPWM控制。兩種矢量控制系統(tǒng)結構框圖如圖3所示。

2.2CHBPWM

CHBPWM技術是以正弦波電流為控制目標的一種控制方式，其基本思想是根據(jù)給定的三相定子電流信號與檢測到的相應定子電流信號的大小關系，確定H橋逆變電路中各開關的狀態(tài)，保證在實際電流大于給定值時，通過逆變器使之減小，反之增大[15]。最終，實際電流波形圍繞給定的正弦電流在一定范圍內作鋸齒狀變化。CHBPWM控制原理圖如圖4所示。

圖3　矢量控制系統(tǒng)結構框圖

圖4　FTPMM A相CHBPWM控制

圖5為正弦參考電流滯環(huán)控制下相電流的產生過程。在頻率足夠高時，開關管的開關頻率[16]為

(1)

圖5　FTPMM A相電流滯環(huán)控制電流波形

由式(1)可以看出，滯環(huán)比較器的環(huán)寬2h直接影響電流的跟蹤性能：h過大時，開關頻率低，跟蹤誤差大；h過小時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高，開關損耗增大。

圖6　滯環(huán)比較器開關圖

采用移相三電平方式對驅動器的相電流進行跟蹤控制，使輸出電壓在Udc、0、-Udc之間切換[17]。根據(jù)開關圖可以得出逆變器的開關過程。

2.3SVPWM控制

SVPWM控制算法是根據(jù)逆變器不同工作模式下所產生的實際磁鏈矢量來追蹤基準磁鏈圓的。根據(jù)追蹤結果確定變頻器的開關模式，由逆變器功率器件的開關觸發(fā)順序和脈寬大小形成的組合，產生互差120°電角度且失真較小的三相正弦電壓[18]。

H橋逆變電路為180°導通型功率開關管，上下橋臂不能同時導通。三相H橋型逆變器共有23=8個電壓矢量，即6個非零有效電壓空間矢量U1～U6和2個零矢量U0、U7，0和1對應開關狀態(tài)，“1”表示上橋臂開關管導通，“0”表示下橋臂開關管導通。由Ui(SaSbSc)表示的逆變器的開關狀態(tài)，如圖7所示。

如圖8所示，SVPWM控制是在一個控制周期T內，選擇與參考電壓矢量最接近的兩個開關矢量，通過控制每個開關矢量的工作時間，使各開關矢量在平均伏秒意義上與參考電壓矢量的控制效果等效，如式(2)所示：

圖8　電壓空間矢量的線性組合

(2)

式中：T1、T2——所選的相鄰兩電壓矢量的作用時間；

T0——零矢量的作用時間。

確定電壓矢量切換點時，考慮到零矢量，根據(jù)開關切換次數(shù)最少的原則，開關次序可分配為(0，0，0)T→U1→U2→(1，1，1)T→U2→U1→(0，0，0)T，其中，U1、U2分別表示開關狀態(tài)中有1和2個上橋臂開關管導通的工作電壓矢量。

2.4CHBPWM控制與SVPWM控制的關系

2.4.1兩種控制方式的諧波分析

三相FTPMM輸出的周期為T=2π/ω的非正弦電壓UA(ωt)滿足Dirichlet收斂條件，可分解為如下形式的傅里葉級數(shù)[19]：

(3)

其中：

由Dirichlet收斂定理可知，其傅里葉級數(shù)收斂。由SVPWM控制的工作原理展開為

(4)

式中：UAn(ωt)是對UA(ωt)的逼近。

由式(4)可看出，SVPWM控制的電壓主要由基波和3次諧波構成。由于H橋逆變電路各相繞組相互獨立，不能像普通同步電機那樣通過星型連接濾除3次諧波，所以該逆變電路輸出的電壓和電流會受到3次諧波的影響。

由于CHBPWM控制無需載波，所以輸出電壓中不含特定頻率的諧波分量。

2.4.2兩種控制方式的聯(lián)系

在正弦穩(wěn)態(tài)下，三相FTPMM電壓與電流的矢量關系為

(5)

式中：us——電壓矢量；

Rs——定子電阻；

is——定子電流矢量；

Ls——定子電感；

Ψf——永磁體在電動機繞組產生的等效磁鏈，Ψf=Ψfejθr，且Ψf為恒值。

則式(5)可近似表示為

(6)

由式(6)可知，在一定速度下，定子電流矢量is偏差的方向與電壓矢量us的方向和關系是可以判斷的。CHBPWM控制由Δis區(qū)域檢測判斷開關順序，SVPWM由us判斷開關順序，所以兩種控制方式在一定情況下可以達到同樣的效果。

3　兩種控制策略的仿真研究

為了驗證基于H橋逆變器的矢量控制策略的正確性，在MATLAB/Simulink R2012a中搭建三相FTPMM矢量控制系統(tǒng)仿真模型，對基于CHBPWM和SVPWM的兩種方法的控制性能進行比較。兩種方法均采用id=0的控制策略。表1為仿真時所需的電機參數(shù)，仿真時間設置為0.3s。

表1　仿真所需的電機參數(shù)

為便于比較，兩者速度環(huán)均采用PI控制且取相同的PI系數(shù)，仿真時間均設置為0.3s。起動時給定轉速n=1000r/min，轉矩T=2.3N·m，在t=0.1s突加轉速到n=2000r/min，在t=0.2s時突加負載到額定轉矩T=3.75N·m，所得轉速和轉矩的仿真波形如圖9所示。

圖9　轉速、負載突變時波形變化圖

由圖9可看出，CHBPWM控制的響應速度比SVPWM控制稍快；但是在負載和速度突變時，由于CHBPWM控制的開關頻率不固定，所以其轉矩脈動和速度脈動比SVPWM要大得多。

在0.21～0.3s時間內，兩種控制方式均為穩(wěn)定運行。對該時間段內的電壓進行諧波分析，如圖10所示。

圖10　電壓諧波分析

由圖10可知，在參數(shù)相同的情況下，SVPWM在基波頻率附近的THD值較大，而CHBPWM沒有特定頻率的諧波含量。

仿真結果表明： 基于SVPWM控制策略的轉矩和轉速脈動小、諧波含量少；而CHBPWM控制方法相對簡單，響應速度較快，當功率器件的開關頻率足夠高時不依賴于電機參數(shù)，魯棒性好。因此，在對響應速度要求較高的場合應該優(yōu)先考慮采用CHBPWM控制，而對于轉矩和轉速精度要求較高的場合則需要考慮采用SVPWM控制。

4　試驗驗證及分析

為了進一步分析基于H橋逆變電路的FTPMM的性能，對基于CHBPWM和SVPWM的兩種控制方式進行閉環(huán)試驗研究。試驗用三相四極FTPMM控制系統(tǒng)如圖11所示。其中功率器件選用FGA25N120ANTD IGBT，控制器采用TMS320F28335 DSP芯片。FTPMM同軸安裝一臺永磁同步發(fā)電機作為負載，其三相輸出經整流后連接可調變阻器，通過調節(jié)變阻器改變系統(tǒng)負載的大小。其中，試驗電機的參數(shù)與表1中的仿真參數(shù)相同。

圖11　FTPMM控制系統(tǒng)試驗平臺

試驗時，給定轉速為1000r/min。兩種控制策略下電機輸出到示波器中的三相電流波形如圖12所示。

圖12　電流波形圖

由圖12可知，兩種控制策略下三相電流波形均為近似正弦波，驗證了H橋逆變電路驅動的兩種控制方式的正確性。其中，基于SVPWM控制的輸出電流由于3次諧波的影響而使波形與標準正弦有一定偏差，與理論分析一致。

同樣工作條件下，測得兩種控制方式的轉速波形如圖13所示。

圖13　轉速波形圖

由圖13可知，兩種控制策略下轉速均可以正確跟蹤給定轉速。SVPWM控制的轉速脈動約為1.1%，CHBPWM控制的轉速脈動約為2.5%，與仿真結果相同。

同樣工作條件下，測得兩種控制方式的轉矩波形如圖14所示。

圖14　轉矩波形圖

由圖14的試驗波形可知，兩種控制策略均可輸出給定的轉矩。SVPWM控制的轉矩脈動(約為6.2%)比CHBPWM控制的轉矩脈動(約為7.3%)稍小。

5　結　語

基于H橋的逆變電路與傳統(tǒng)的三相全橋逆變電路相比，其實現(xiàn)了繞組間的電氣隔離，在結構上保證了系統(tǒng)的容錯控制能力。本文分析了SVPWM和CHBPWM兩種矢量控制方式的基本原理，通過仿真和試驗驗證了兩種控制策略的可行性。相對于CHBPWM控制，SVPWM控制對直流側電壓的利用率更高，可以減少開關和諧波損耗，從而降低轉矩脈動，而CHBPWM控制則可優(yōu)先用于對轉速、轉矩響應速度要求較高的場合。對于兩種PWM控制策略的研究，對以后基于H橋逆變電路的FTPMM的故障檢測與分析具有重要的意義。

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Comparative Study of Current Hysteresis Band and Space Vector Pulse Width Modulation Control for Fault-Tolerant Permanent Magnet Motor Based on H-Bridge Inverter*

BAIHongfen,ZHUJingwei,SUNJunhao,ZHOUBowen

(College of Marine Engineering, Dalian Maritime University, Dalian 116026, China)

The H-bridge inverters are adapted to supply power for the fault-tolerant permanent magnet motor(FTPMM). on the base of analyzing the circuit structure and principle of H-bridge inverter，the basic principle of space vector pulse width modulation (SVPWM) and current hysteresis band pulse width modulation (CHBPWM) for three-phase fault-tolerant permanent magnet motor (FTPMM) was introduced and the FTPMM vector control system was designed. Then the simulations were built in MATLAB/Simulink and the experimental platform of three-phase FTPMM control system based on digital signal processor (DSP) was built and the experiments were carried out on it. The advantages and disadvantages and application fields of two control strategies were compared from the simulation and experiment results.

H-Bridge inverter; fault-tolerant permanent magnet motor (FTPMM); vector control; current hysteresis band pulse width modulation(CHBPWM); space vector pulse width modulation(SVPWM)

國家自然科學基金項目(51077007)；遼寧省科學技術計劃(2011224004)；中央高?；究蒲袠I(yè)務費專項資金項目(3132016313)

白洪芬(1988—)，女，博士研究生，研究方向為永磁容錯電機的控制。

朱景偉(1963—)，男，教授，博士生導師，研究方向為永磁電機及控制、新能源變換技術等。

TM 351

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1673-6540(2016)08- 0014- 07

2016-01-28