李芳苑, 吳志敏, 張海明

(1.南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子信息學(xué)院，江蘇 南京 210017；2.常州大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 常州 213164)

脈沖序列控制BIFRED變換器的脈沖組合和電壓紋波

李芳苑1, 吳志敏2, 張海明2

(1.南京信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子信息學(xué)院，江蘇 南京 210017；2.常州大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院，江蘇 常州 213164)

升壓式-反激式集成的整流/儲(chǔ)能直流-直流(BIFRED)變換器是由Boost電路與反激式電路集成實(shí)現(xiàn)的，具有電路簡(jiǎn)單、成本低、負(fù)載范圍寬等優(yōu)點(diǎn)，工程應(yīng)用價(jià)值較高。脈沖序列(PT)控制技術(shù)是一種新的離散控制技術(shù)，比較適用于BIFRED變換器的輸出電壓調(diào)節(jié)控制，但PT控制存在著輸出電壓紋波較大的缺點(diǎn)，因此研究PT控制BIFRED變換器的輸出電壓紋波具有重要的物理意義。為了更好地表征工作在雙斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM-DCM)下的PT控制BIFRED變換器的電壓調(diào)節(jié)控制性能，通過(guò)求解在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)流過(guò)副邊二極管的平均電流，得到了在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)高、低功率脈沖作用下的輸出電壓變化量，由此獲得了不同負(fù)載時(shí)PT控制DCM-DCM BIFRED變換器的控制脈沖組合，并進(jìn)一步確定了相應(yīng)的輸出電壓紋波。通過(guò)PSIM仿真軟件和硬件試驗(yàn)，得到了不同負(fù)載下的時(shí)域波形，驗(yàn)證了控制脈沖組合、輸出電壓紋波理論分析的正確性及控制方案的可行性。

雙斷續(xù)導(dǎo)電模式; 脈沖序列控制; BIFRED變換器; PSIM; 電壓； 功率； 電路； 動(dòng)態(tài)響應(yīng)

0 引言

隨著對(duì)開關(guān)電源瞬態(tài)特性和魯棒性的要求越來(lái)越高，傳統(tǒng)脈沖寬度調(diào)制所體現(xiàn)的局限性也越發(fā)引起人們的重視[1-2]。為了提高開關(guān)電源的電壓調(diào)節(jié)性能，提出了一種新型脈沖序列(pulse train，PT)控制技術(shù)[3-4]。與傳統(tǒng)的脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation，PWM)控制技術(shù)不同，PT控制通過(guò)改變預(yù)先設(shè)定的兩個(gè)相同頻率、不同占空比的脈沖組合形式，來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。PT控制具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快、控制電路實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)[5-7]，但也存在輸出電壓紋波較大的缺點(diǎn)，所以研究PT控制開關(guān)功率變換器的輸出電壓紋波特性具有重要意義[8-10]。

四階隔離式升壓式-反激式集成的整流/儲(chǔ)能直流-直流(boost integrated flyback rectifier/energy storage DC-DC,BIFRED)變換器是由Boost變換器和反激式變換器集成實(shí)現(xiàn)的[11-13]，兩者均工作于電流斷續(xù)導(dǎo)電模式(discontinuous conduction mode,DCM)，也稱為雙斷續(xù)導(dǎo)電模式(dual discontinuous conduction mode,DCM-DCM)[14]。由于BIFRED變換器存在多種工作模式,動(dòng)力學(xué)建模及其理論分析相當(dāng)復(fù)雜，使得對(duì)BIFRED變換器的研究受到了極大限制[11,14]，因此關(guān)于其輸出電壓紋波特性的研究成果并不多。本文分析了隨負(fù)載變化時(shí)PT控制DCM-DCM BIFRED變換器的工作原理，并根據(jù)每個(gè)控制脈沖周期內(nèi)其變換器輸出電壓的變化量，推算出與負(fù)載相關(guān)聯(lián)的控制脈沖組合與輸出電壓紋波量，進(jìn)而進(jìn)行數(shù)值仿真和硬件試驗(yàn)，驗(yàn)證了結(jié)果的正確性。

1 PT控制BIFRED變換器的工作原理

主電路由負(fù)載電阻R、功率MOS開關(guān)管S、二極管D1與D2、儲(chǔ)能與輸出電容C1與C2、輸入與勵(lì)磁電感L1與L2、隔離變壓器等電路元件組成。隔離變壓器的原、副邊繞組匝比為N∶1。假設(shè)流過(guò)L1與L2的電流分別為i1與i2，C1與C2兩端電壓分別為U1與U2，負(fù)載輸出電壓為Uo，且有Uo=U2。PT控制BIFRED變換器的電路原理圖如圖1所示。

圖1 電路原理圖

在每個(gè)控制脈沖周期的開始時(shí)刻，PT控制器檢測(cè)并采樣BIFRED變換器的輸出電壓Uo，且與基準(zhǔn)電壓Uref進(jìn)行比較。當(dāng)輸出電壓Uo低于基準(zhǔn)電壓Uref時(shí)，PT控制器選擇高功率脈沖PH作為控制信號(hào)；當(dāng)Uo高于Uref時(shí)，PT控制器選擇低功率脈沖PL作為控制信號(hào)。高、低功率脈沖PH和PL具有相同的頻率和不同的占空比，PT控制器通過(guò)選擇PH和PL來(lái)控制主電路中開關(guān)管S的導(dǎo)通時(shí)間，從而對(duì)Uo進(jìn)行調(diào)節(jié)。

2 控制脈沖組合和輸出電壓紋波

2.1 高低功率控制脈沖組合

PT控制BIFRED變換器在DCM-DCM模式下工作時(shí)，對(duì)于在每個(gè)控制脈沖周期的起始或結(jié)束時(shí)刻，通過(guò)副邊二極管D2的電流為零，故可以求出在一個(gè)控制脈沖周期內(nèi)流過(guò)副邊二極管D2的平均電流，并進(jìn)一步求得在高功率脈沖PH或低功率脈沖PL作用下輸出電壓Uo的變化量。

穩(wěn)態(tài)時(shí)，BIFRED變換器在DCM-DCM模式下的不同工作模式所對(duì)應(yīng)的輸入電感電流i1、勵(lì)磁電感電流i2和副邊二極管電流iD2的時(shí)域波形如圖2所示[14]。圖2中：T為開關(guān)周期；t0、t5分別為第n個(gè)開關(guān)周期的開始、結(jié)果時(shí)刻；t1、t2和t4分別為S、D1和D2由導(dǎo)通至關(guān)斷的切換時(shí)刻；t3為i2下降到i0平均值的時(shí)刻；τ1、τ2、τ3和τ4分別為t0～t1、t1～t2、t3～t4、t4～t5的時(shí)間間隔；i1(t1)、i2(t1)和iD2(t1)分別為在t1時(shí)刻的電流值，也是一個(gè)控制脈沖周期內(nèi)i1、i2和iD2的最大值；i0為負(fù)載電流。

圖2 BIFRED變換器i1、i2和iD2的時(shí)域波形

通過(guò)副邊二極管D2的平均電流ID2可以表示為：

ID2=[(τ2+τ3)/i2(t1)+Nτ2i1(t1)]/2T

(1)

在每個(gè)控制脈沖周期開始時(shí)刻，輸入電感電流i1始終為零。在τ1期間，i1線性增加，恒定斜率為E/L1。當(dāng)變換器工作在τ2期間，i1開始下降，即L1對(duì)變壓器的初級(jí)側(cè)以及C2放電。此時(shí)，i1(t1)既是τ1階段的結(jié)束值，也是τ2階段的初始值，可分別表示為：

i1(t1)=τ1E/L1

(2)

i1(t1)=τ2(U1+NU1-E)/L1

(3)

同理，i2(t1)也可分別表示為：

i2(t1)=τ1U1/NL2

(4)

i2(t1)=(τ2+τ3)U2/L2

(5)

儲(chǔ)能電容C1的電流iC1、電壓U1的穩(wěn)態(tài)時(shí)域波形如圖3所示。圖3中的iC1與時(shí)間軸t構(gòu)成的陰影部分的面積，表示在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)儲(chǔ)能電容C1的電荷變化量。

圖3 儲(chǔ)能電容C1的電流iC1和電壓U1時(shí)域波形

由電荷守恒原理得：

τ1i2(t1)/N=τ2i1(t1)

(6)

將式(2)～式(4)代入式(6)，并整理得：

(7)

假設(shè)U2=Uref，可將式(7)改寫為：

(8)

因此，有：

(9)

由式(4)和式(6)，可分別求出U1和τ2為：

U1=NL2i2(t1)/τ1
τ2=τ1i2(t1)/Ni1(t1)

(10)

由式(5)可得τ3為：

τ3=i2(t1)L2/Uref-τ2

(11)

(12)

從式(12)可以看出，平均電流ID2的值只與i2(t1)有關(guān)，而i2(t1)值已求出，則可得流過(guò)副邊二極管D2的平均電流ID2。

當(dāng)以一個(gè)高功率脈沖PH作為控制信號(hào)時(shí)，在一個(gè)控制脈沖周期內(nèi)輸出電壓的變化量ΔUH可近似為：

(13)

同理，當(dāng)以一個(gè)低功率脈沖PL作為控制信號(hào)時(shí)，在一個(gè)控制脈沖周期內(nèi)輸出電壓的變化量ΔUL可近似為：

(14)

由式(13)和式(14)可知，ΔUH和ΔUL都是關(guān)于負(fù)載電阻R的函數(shù)。

當(dāng)PT控制DCM-DCM BIFRED變換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，在控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)，輸出電容的電荷變化量為零，則有：

μHΔUH+μLΔUL=0

(15)

即：

(16)

式中：μH和μL分別為高低脈沖的個(gè)數(shù)。

PT控制BIFRED變換器的電路參數(shù)如表1所示。表1中，R的范圍為4～20 Ω。

表1 PT控制BIFRED變換器的電路參數(shù)

由式(13)、式(14)和式(16)可分別繪制出ΔUH、-ΔUL和μH/μL、μL/μH與負(fù)載電阻R的關(guān)系曲線，如圖4所示。

圖4 ΔUH和-ΔUL、μH/μL和μL/μH與負(fù)載R的關(guān)系曲線

從圖4(a)可以看出，當(dāng)PT控制DCM-DCM BIFRED變換器在一個(gè)控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)工作，PH和PL所形成的輸出電壓變化量是相等的。同時(shí)可知，隨著R的增大，即負(fù)載功率降低，ΔUH增加，-ΔUL減小。反之，隨著R減小，即負(fù)載功率增加，ΔUH減小，-ΔUL增大。ΔUH與-ΔUL在R=7.3 Ω處有一個(gè)交點(diǎn)，高功率脈沖與低功率脈沖的數(shù)相等，且控制脈沖組合為1PH-1PL，其循環(huán)周期數(shù)為2。從圖4(b)可以看出，隨著負(fù)載不斷增大，μH/μL的比值不斷減小，即PH的個(gè)數(shù)逐漸小于PL的個(gè)數(shù)；反之，隨著負(fù)載不斷減小，PH的數(shù)量逐漸大于PL的數(shù)量。當(dāng)R≈7.3 Ω時(shí)，PH數(shù)量與PL數(shù)量相等，控制脈沖組合為1PH-1PL，其循環(huán)周期數(shù)為2。當(dāng)控制脈沖循環(huán)周期數(shù)為3時(shí)，其控制脈沖組合有兩種，分別為2PH-1PL和1PH-2PL，即μH/μL= 2和μL/μH= 2；而對(duì)應(yīng)的負(fù)載R分別約為5.6 Ω和10.6 Ω。

2.2 輸出電壓紋波分析

輸出電壓紋波是PT控制DC-DC開關(guān)功率變換器的重要性能指標(biāo)。當(dāng)控制脈沖組合不同時(shí)，輸出電壓紋波也不同。

當(dāng)PT控制DCM-DCM BIFRED變換器工作在穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，高、低功率脈沖的輸出電壓變化量在每個(gè)控制脈沖周期內(nèi)是不變的。通過(guò)計(jì)算高、低功率脈沖對(duì)應(yīng)的輸出電壓變化量，作為PT控制開關(guān)變換器在一個(gè)控制脈沖周期內(nèi)的輸出電壓紋波[8]。

若PT控制DCM-DCM BIFRED變換器的控制脈沖循環(huán)周期數(shù)為2PH-1PL，輸出電壓紋波如圖5所示。

圖5 脈沖循環(huán)周期為2PH-1PL時(shí)的輸出電壓紋波

其輸出電壓紋波為：

ΔU≈ΔUH+ΔUH,tOFF

(17)

同理，當(dāng)PT控制DCM-DCM BIFRED變換器的控制脈沖循環(huán)周期由μH個(gè)PH和μL個(gè)PL組成時(shí)，其輸出電壓紋波為：

ΔU≈(μH-1)ΔUH+ΔUH,tOFF

(18)

式中：ΔUH,tOFF為S關(guān)斷時(shí)，即BIFRED變換器工作在τ2和τ3階段的輸出電壓變化量。

(19)

3 電路仿真和硬件試驗(yàn)

利用PSIM仿真軟件，根據(jù)表1所示的電路參數(shù)，對(duì)PT控制BIFRED變換器進(jìn)行電路仿真。在負(fù)載R不同的情況下，PT控制BIFRED變換器的輸入電感電流i1和輸出電壓Uo的時(shí)域波形如圖6和圖7所示。

圖6 不同負(fù)載時(shí)i1的仿真波形

圖7 不同負(fù)載時(shí)Uo的仿真波形

輸入電感電流i1的仿真波形表明該變換器均工作在DCM模式，且運(yùn)行在多周期狀態(tài)。當(dāng)R分別為5.6 Ω和10.6 Ω時(shí)，BIFRED變換器均為周期3振蕩，相應(yīng)的控制脈沖序列分別為2PH-1PL和1PH-2PL，分別如圖6(a)、圖7(a)和圖6(e)、圖7(e)所示。當(dāng)R=6.0 Ω時(shí)，BIFRED變換器為周期8振蕩，控制脈沖序列為2(2PH-1PL)-1(1PH-1PL)，如圖6(b)、圖7(b)所示。當(dāng)R=7 Ω時(shí)，BIFRED變換器為周期15振蕩，控制脈沖序列為(2PH-1PL)-6(1PH-1PL)，如圖6(c)、圖7(c)所示。當(dāng)R=7.3 Ω時(shí)，BIFRED變換器為周期2振蕩，控制脈沖序列為1PH-1PL，如圖6(d)、圖7(d)所示。

在一個(gè)控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)，對(duì)于不同負(fù)載R，PT控制DCM-DCM BIFRED變換器的高、低功率控制脈沖組合的電路仿真結(jié)果及理論計(jì)算結(jié)果如表2所示。圖6、圖7和表2表明了該變換器控制脈沖組合的PSIM電路仿真結(jié)果與理論分析一致。

表2 不同負(fù)載下控制脈沖組合計(jì)算結(jié)果

以R=5.6 Ω為例，說(shuō)明在該負(fù)載下PT控制DCM-DCM BIFRED變換器在一個(gè)控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)輸出電壓紋波的變化量。進(jìn)行PSIM電路仿真時(shí)，輸入電感電流i1和輸出電壓Uo的時(shí)域波形放大圖如圖8所示。由圖8可知，控制脈沖組合為2PH-1PL，輸出電壓紋波變化量的仿真值為0.34 V。由式(18)可計(jì)算出輸出電壓紋波變化量的理論值為0.36 V。由此表明，仿真值與理論值基本一致。

圖8 當(dāng)R=5.6 Ω時(shí)i1和Uo的仿真波形

通過(guò)設(shè)計(jì)硬件電路，可進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析的正確性。在硬件電路中，選取的主要元器件型號(hào)有[14]：開關(guān)管IRF640N、二極管MBR2035、比較器LM319、D觸發(fā)器74LS74、與門74LS08、或門74LS32、驅(qū)動(dòng)電路IR2125等。高、低功率脈沖采用FPGA技術(shù)生成，輸出電容采用22個(gè)10 μF的貼片電容并聯(lián)實(shí)現(xiàn)。從示波器上捕獲的試驗(yàn)波形可觀察到，PT控制BIFRED變換器的輸入電感電流i1和勵(lì)磁電感電流i2均工作在DCM模式，當(dāng)負(fù)載R的電阻值分別選取為5.6 Ω、6.0 Ω、7.0 Ω、7.3 Ω和10.6 Ω時(shí)，相對(duì)應(yīng)的控制脈沖組合分別為2PH-1PL、5PH-3PL、8PH-7PL、1PH-1PL和1PH-2PL。此外，當(dāng)R=5.6 Ω時(shí)，PT控制BIFRED變換器在一個(gè)控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)輸出電壓紋波變化量的測(cè)量值約為0.35 V。由此表明，硬件試驗(yàn)結(jié)果與電路仿真結(jié)果基本一致。

4 結(jié)束語(yǔ)

脈沖序列控制技術(shù)通過(guò)改變預(yù)先設(shè)定好的控制脈沖組合形式來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)，其控制電路簡(jiǎn)單，具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。通過(guò)分析每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)高、低功率脈沖控制下輸出電壓紋波的變化量，得到了不同負(fù)載條件下PT控制DCM-DCM BIFRED變換器的高、低功率控制脈沖在一個(gè)控制脈沖循環(huán)周期內(nèi)的組合形式，以及對(duì)應(yīng)的輸出電壓紋波解析式，為實(shí)際工程電路設(shè)計(jì)的參數(shù)選擇提供了十分有價(jià)值的理論參考。最后，通過(guò)PSIM電路仿真和硬件電路試驗(yàn)，驗(yàn)證了上述理論分析的正確性。

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Pulse Combination and Voltage Ripple in Pulse Train Controlled BIFRED Converter

LI Fangyuan1, WU Zhimin2, ZHANG Haiming2

(1.School of Electronic Information,Nanjing College of Information Technology,Nanjing 210017，China; 2.School of Information Science and Engineering, Changzhou University,Changzhou 213164，China)

The boost integrated flyback rectifier/energy storage DC-DC (BIFRED) converter is integrated by a boost circuit and a flyback circuit;its advantages are simple circuitry,low cost,wide load range,and higher engineering applicable value.Pulse train (PT) control technology is a new type of discrete control technology,which is more suitable for output voltage regulation control of BIFRED converter.However,there is disadvantage of larger output voltage ripple in PT control;therefore,the investigation of output voltage ripple in PT controlled BIFRED converter has important physical significance.To better characterize voltage regulation control performance of PT controlled BIFRED converter operating in dual discontinuous conduction mode (DCM-DCM),the output voltage variations respectively driven by high and low power pulses in a switching cycle are derived by solving the average current flowing through the secondary diode in a switching cycle,from which the control pulse combinations of PT controlled DCM-DCM BIFRED converter under different loads are obtained and the corresponding output voltage ripples are further determined.Based on PSIM circuit simulations and hardware experiments,the time domain waveforms under different load resistances are obtained.The correctness of the theoretical analysis of control pulse combinations and output voltage ripples and the feasibility of control scheme are verified.

Dual discontinuous conduction mode (DCM-DCM); Pulse train (PT) control； BIFRED converter； PSIM; Voltage； Power; Circuit; Dynamic response

國(guó)家自然科學(xué)基金青年資助項(xiàng)目(51407054)、常州市基礎(chǔ)研究計(jì)劃(自然科學(xué)基金)資助項(xiàng)目(CJ20159026)

李芳苑(1988—)，女，碩士，講師，主要從事智能產(chǎn)品開發(fā)、電子信息工程及集成電路設(shè)計(jì)等方向的研究。E-mail：lify@njcit.cn。 吳志敏(通信作者)，女，碩士，講師，主要從事電能變換與控制技術(shù)的研究。E-mail：wuzhimin@cczu.edu.cn。

TH86;TP13

A

10.16086/j.cnki.issn 1000-0380.201702002

修改稿收到日期:2016-03-05