彭巧樂，馬躍華，羅 晨

(上海機(jī)電工程研究所，上海 201109)

0 引言

隨著雷達(dá)技術(shù)的發(fā)展，被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭面臨日益嚴(yán)重的挑戰(zhàn)。現(xiàn)代被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭對射頻信號(hào)的截獲和接收要求接收機(jī)具備以下特點(diǎn)：大瞬時(shí)帶寬、高靈敏度、大動(dòng)態(tài)范圍、同時(shí)到達(dá)多信號(hào)檢測和處理、高信號(hào)分選和參數(shù)識(shí)別能力以及高測頻精度[1]。在電子戰(zhàn)和ESM系統(tǒng)中，滿足以上特點(diǎn)的接收機(jī)大多采用信道化結(jié)構(gòu)的接收機(jī)[2-3]，將射頻信號(hào)混頻到中頻后通過一組毗鄰和均勻的模擬濾波器組進(jìn)行信道化檢測和處理。被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭受體積的限制，接收機(jī)一般無法設(shè)置足夠數(shù)量的模擬濾波器實(shí)現(xiàn)信道化接收。因此，被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭為了對抗寬帶調(diào)頻調(diào)相雷達(dá)信號(hào)和頻率捷變雷達(dá)信號(hào)，采用了信號(hào)跟蹤本振技術(shù)的接收機(jī)。這種接收機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)大的瞬時(shí)帶寬，有效地接收和對抗頻率捷變的雷達(dá)信號(hào)。但是這種體制的接收機(jī)不能處理同時(shí)到達(dá)的多信號(hào)。這個(gè)缺陷使得這種接收機(jī)在日益復(fù)雜的電磁環(huán)境下分選識(shí)別以及抗干擾的性能受到限制。為了克服模擬濾波器組信道化接收機(jī)和使用信號(hào)跟蹤本振技術(shù)的接收機(jī)的缺陷，被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭可以采用數(shù)字信道化接收機(jī)[1,4-5]的體制，可以實(shí)現(xiàn)大的瞬時(shí)帶寬和同時(shí)到達(dá)多信號(hào)處理，從而提高被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭的性能。此外，采用數(shù)字信道化接收機(jī)體制還具有更大的靈活性，可以通過軟件設(shè)置信道的個(gè)數(shù)，根據(jù)需要?jiǎng)討B(tài)地劃分信道帶寬[6]，以及降低接收前端的插損和噪聲系數(shù)，提高被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭的靈敏度。

1 數(shù)字信道化算法原理

1.1 信道化處理基本原理

圖1 數(shù)字信道化原理框圖

數(shù)字信道化接收機(jī)采用頻率信道化的手段，根據(jù)各信號(hào)的頻率來分離輸入信號(hào)，其原理框圖如圖1所示。輸入信號(hào)通過一組帶通濾波器，然后經(jīng)過抽取，得到每個(gè)信道的輸出。濾波器組中，每一個(gè)帶通濾波器都是從同一個(gè)原型濾波器得來的。令h0[n]表示一個(gè)因果對稱的長度為N的實(shí)系數(shù)低通濾波器:

h0[n]=h0…h(huán)N-1

(1)

這個(gè)原型濾波器的通帶邊沿頻率wp=π/K，阻帶頻率為ws=2π/K，通過它可以構(gòu)造出一組帶通濾波器，第k個(gè)帶通濾波器的中心頻率為wk=2kπ/K，通過調(diào)制原型濾波器的系數(shù)得到第k個(gè)濾波器的系數(shù)：

hkn=h0nejwkn

(2)

式中，k=0,1,…，K-1。第k個(gè)帶通濾波器的頻率響應(yīng)為：

Hkejw=H0ej(w-wk)

(3)

圖2 濾波器組的幅頻響應(yīng)

圖3 數(shù)字信道化基本結(jié)構(gòu)框圖

濾波器組的幅度響應(yīng)如圖2所示。由原型濾波器構(gòu)成濾波器組得到的數(shù)字信道化基本結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示?；镜膶?shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)稱為頻率信道化的低通實(shí)現(xiàn)，因?yàn)檫@種結(jié)構(gòu)等效先將每個(gè)信道通過下變頻搬移到零中頻，然后經(jīng)過一個(gè)帶寬為信道寬度的低通濾波器，每個(gè)濾波器對應(yīng)輸出一個(gè)信道的輸出。圖3中濾波器在抽取因子M之前，也就是濾波在降速之前實(shí)現(xiàn)。這樣帶來2個(gè)不利的地方，一是對數(shù)字信號(hào)處理器件速度要求非常高，二是做了很多無謂的計(jì)算。對此工程應(yīng)用中出現(xiàn)了相應(yīng)的等效實(shí)現(xiàn)方案，可以通過多相濾波技術(shù)，將濾波器移到抽取之后完成。多相濾波技術(shù)在形式上是將濾波器的傳輸函數(shù)H(z)分解成多個(gè)不同相位的組，因而也叫多相分解，其本質(zhì)是避免一些不必要的運(yùn)算，從而提高濾波運(yùn)算的計(jì)算效率和速度。對圖3所示的信道化結(jié)構(gòu)采用多相濾波技術(shù)之后便可以得到高效的數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)，如圖4所示，其基本組成包括延時(shí)與抽取模塊、濾波器模塊和快速傅里葉變換模塊3大部分。

圖4 多相技術(shù)高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)框圖

1.2 抽取倍數(shù)

(5)

對信道信號(hào)的M倍抽取等效于將原信號(hào)的頻譜幅度衰減為原來的1/M，尺度擴(kuò)展為原來的M倍。抽取后，每個(gè)信道輸出被帶限在-2πM/K≤w′≤2πM/K，這里的w′是抽取后的數(shù)字頻率。抽取后的頻譜如圖5所示。為了防止混疊，要求：

2πM/K≤π

(6)

因此，要求抽取倍數(shù)與信道數(shù)的關(guān)系滿足：

M≤K/2

(7)

圖5 進(jìn)行M倍抽取頻譜變化

1.3 信道化處理增益

假定輸入到濾波器組的信號(hào)xn為一個(gè)淹沒在加性高斯白噪聲wn的脈沖調(diào)制的實(shí)正弦信號(hào)sn。即脈沖出現(xiàn)在時(shí)間窗n0≤n≤N0+n0內(nèi)，那么：xn=sn+wn

(8)

式中，

sn=Acosw0n+θ

(9)

rw0=E(wmw*m)=σ2

(10)

那么輸入信噪比SNRin為：

(11)

假設(shè)脈沖調(diào)制正弦波的長度比濾波器長，即N0-N>0，當(dāng)信號(hào)落在第k個(gè)信道，也就是信號(hào)的瞬時(shí)數(shù)字頻率w0滿足(k-1)π/K

ykn=yksn+ykwn

(12)

(13) 第k個(gè)濾波器輸出的噪聲ykwn為：

(14)

(15) 輸出噪聲分量的功率為：

(16)

因此，輸出噪聲功率跟濾波器特性有關(guān)。根據(jù)帕塞伐爾定理：

ω

(17)

對于通帶從(k-1)π/K到(k+1)π/K理想帶通濾波器：

(18)

第k個(gè)信道輸出的噪聲功率為：

/K

(19)

輸出信噪比為：

(20)

因此，可以得到信道化處理增益G為

(21)

對于不是理想的帶通濾波器，如圖2中半交疊濾波器組中的濾波器：

(22)

這樣，信道化處理增益G約為2K/3。

2 數(shù)字信道化技術(shù)與被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭中指標(biāo)設(shè)計(jì)

2.1 瞬時(shí)帶寬與采樣率

為了實(shí)現(xiàn)通用性強(qiáng)和對抗頻率捷變、低截獲概率雷達(dá)信號(hào)，先進(jìn)被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭的工作帶寬和瞬時(shí)帶寬都很寬，具有超寬帶的特性。被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭接收機(jī)采用數(shù)字信道化技術(shù)后，采樣速率決定了采樣帶寬和接收機(jī)的瞬時(shí)帶寬。根據(jù)帶通采樣定理，采樣速率fs和通帶帶寬B應(yīng)滿足：fs≥2B

(23)

此外，帶通采樣時(shí)，采樣速率fs和中頻f0的關(guān)系還需滿足：fs=2(fL+fH)/(2n+1)=4f0/(2n+1) (n取滿足fs≥2B的正整數(shù))

(24)實(shí)際中，帶通采樣前需要加抗混疊濾波器進(jìn)行帶通濾波。濾波器有一定的過渡帶，假如抗混疊濾波器的3 dB通帶寬度為Bp，濾波器滿足一定帶外抑制參數(shù)的矩形系數(shù)為r，那么采樣帶寬B為：

B=rBp

(25)

圖6 濾波器的3 dB帶寬與帶通采樣的采樣帶寬關(guān)系示意圖

濾波器的3 dB帶寬與帶通采樣的采樣帶寬關(guān)系如圖6所示。也就是實(shí)際中，帶通采樣的采樣速率fs與信號(hào)的有效帶寬Bp應(yīng)滿足：

fs≥2rBp

(26)

式中，r為抗混疊濾波器的矩形系數(shù)。那么，比如假如導(dǎo)引頭接收機(jī)要求瞬時(shí)帶寬500 MHz，滿足帶外抑制的濾波器矩形系數(shù)為2，則要求采樣率需要大于2GSPS。因此，被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭采用數(shù)字信道化技術(shù)對接收機(jī)數(shù)模轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)的采樣率要求是比較高的。

2.2 靈敏度與信道個(gè)數(shù)

被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭接收機(jī)靈敏度是導(dǎo)引頭性能的一個(gè)重要指標(biāo)，它與噪聲系數(shù)、等效噪聲帶寬以及識(shí)別系數(shù)等參數(shù)有關(guān)，其計(jì)算公式為：Smin=kT0BnFnD

(27)

式中，k為玻爾滋蔓常數(shù)，T0為噪聲溫度，Bn為等效噪聲帶寬，F(xiàn)n為噪聲系數(shù)，D為識(shí)別系數(shù)。 可以看到，接收機(jī)的靈敏度與等效噪聲帶寬成反比。因此，接收機(jī)的瞬時(shí)帶寬越寬，靈敏度就越低。被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭為了獲取更高的靈敏度，需要盡量減小瞬時(shí)帶寬。采用數(shù)字信道化技術(shù)時(shí)，接收機(jī)在中頻完成模數(shù)轉(zhuǎn)換，瞬時(shí)帶寬一般很寬，達(dá)到數(shù)百兆赫茲。直接對數(shù)模轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)處理將導(dǎo)致靈敏度很低。數(shù)字信道化接收機(jī)是通過信道化處理，獲得信道化處理增益，提高了接收機(jī)靈敏度。由此可見，信道化處理相當(dāng)于把瞬時(shí)帶寬降低為子信道的帶寬。子信道的帶寬Bs為：

Bs=fs/K

(28)

因此，信道數(shù)目越多，子信道帶寬越小，接收機(jī)的靈敏度也就越高。但是，子信道的數(shù)目也不是越多越好，它受2個(gè)方面因素制約，一方面是雷達(dá)信號(hào)的帶寬，另一方面是接收機(jī)的實(shí)時(shí)信號(hào)處理能力。對于常規(guī)脈沖雷達(dá)信號(hào)，設(shè)其最小脈寬為τ，工程上被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭為了準(zhǔn)確地獲得脈沖的前后沿信息，一般取接收機(jī)的帶寬為信號(hào)帶寬的4倍，因此要求：

Bs≥4/τ

(29)

此外，由于每個(gè)通道的采樣率高達(dá)數(shù)GSPS，數(shù)字信道化接收機(jī)對信號(hào)處理能力的要求也特別高，信道數(shù)目越多，要求的信號(hào)處理能力也越高，這在實(shí)際工程中往往受制于數(shù)字信號(hào)處理器件的性能。因此，信道個(gè)數(shù)需要根據(jù)靈敏度、信號(hào)帶寬以及工程實(shí)現(xiàn)性綜合考慮設(shè)計(jì)。

2.3 動(dòng)態(tài)范圍與分辨率

動(dòng)態(tài)范圍是被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭接收機(jī)的重要指標(biāo)之一，接收機(jī)一般可以通過限幅放大器、數(shù)控衰減器、自動(dòng)增益控制等電路實(shí)現(xiàn)接收機(jī)大的工作動(dòng)態(tài)范圍，采用數(shù)字信道化技術(shù)時(shí)，更關(guān)注的是瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍，瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍描述了接收機(jī)不失真地接收多個(gè)信號(hào)的能力。瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍主要由ADC器件決定。ADC的線性動(dòng)態(tài)范圍D為：D=6N-9-20lg(σ/uLSB)

(30)

式中，N為ADC的分辨率(轉(zhuǎn)換位數(shù))，σ為噪聲均方根，uLSB為最小有效位對應(yīng)的電壓值?？梢姡珹DC的分辨率越高，瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍就越大。因此，為了擴(kuò)大瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍，應(yīng)盡量使用高分辨率的ADC器件。

3 結(jié)束語

將寬帶數(shù)字信道化技術(shù)應(yīng)用于被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭中，有助于被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭實(shí)現(xiàn)大瞬時(shí)帶寬、高靈敏度、多同時(shí)到達(dá)信號(hào)處理的性能，改進(jìn)導(dǎo)引頭的性能并且提高導(dǎo)引頭抗電磁干擾的能力。同時(shí)，通過數(shù)字化程度的提高，提高被動(dòng)雷達(dá)導(dǎo)引頭的通用性、靈活性、可靠性等性能。但是，寬帶數(shù)字信道化技術(shù)依賴于模數(shù)轉(zhuǎn)換器件和數(shù)字信號(hào)處理器件，在現(xiàn)階段受到器件工藝和水平的制約。在現(xiàn)有器件水平條件下，需要對接收機(jī)的瞬時(shí)帶寬、瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍以及靈敏度等指標(biāo)參數(shù)折中考慮，以達(dá)到最佳工程化水平。■