陳裕成, 盧德祥, 王 武

(1. 漳州職業(yè)技術(shù)學(xué)院建筑工程系, 福建 漳州 363000; 2. 福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院, 福建 福州 350116)

0 引言

逆變器作為新能源發(fā)電、 航空供電和不間斷電源(uninterrupted power supply,UPS)的關(guān)鍵設(shè)備,隨著功率器件和變流技術(shù)的快速發(fā)展,國際能源變換對逆變器的可靠性和效率提出更高的要求[1]. 傳統(tǒng)橋式逆變存在橋臂直通隱患,通常需增加軟件或硬件死區(qū)防止橋臂共導(dǎo),增加了軟硬件成本； 在續(xù)流階段電流流經(jīng)性能差的體二極管,限制變換效率和可靠性的提高[2]. 因此,無橋臂直通隱患、 無開關(guān)管死區(qū)時間設(shè)計、 可獨(dú)立優(yōu)化設(shè)計續(xù)流二極管的雙Buck逆變電路成為高效、 高可靠性逆變器的主要解決方案之一[3-4].

雙Buck逆變器的典型控制策略為滯環(huán)電流控制和正弦脈寬調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)控制,滯環(huán)電流控制的雙Buck逆變器具有動態(tài)響應(yīng)速度快、 電壓電流過零處無波形畸變的優(yōu)點,但其輸出電壓外特性軟且輸出諧波頻譜寬、 濾波器設(shè)計困難,不利于拓展成大功率三相雙Buck運(yùn)用； SPWM控制的雙Buck逆變器設(shè)計便捷且系統(tǒng)的魯棒性強(qiáng),易于拓展成三相雙Buck逆變運(yùn)用[5]. 文獻(xiàn)[6-7]分別在雙環(huán)PI控制雙Buck逆變器的基礎(chǔ)上引入滑膜控制和諧振控制,提高雙Buck逆變器輸出波形質(zhì)量和外特性. 多種控制策略組合的控制算法運(yùn)用在雙Buck逆變系統(tǒng)中可有效提高輸出波形質(zhì)量和外特性,但增加了中央處理器(CPU)的負(fù)擔(dān)(特別在高頻變換運(yùn)用中)； 此外,采用高可靠性的雙Buck逆變的UPS系統(tǒng),主CPU任務(wù)包含功率因數(shù)校正(power factor correction,PFC)控制、 孤島檢測、 采樣濾波和通訊控制等[8-10]. 傳統(tǒng)方法實現(xiàn)UPS系統(tǒng)通常需要多片控制芯片完成,如文獻(xiàn)[11]在AC-DC環(huán)節(jié)采用UC3854b芯片控制PFC,在DC-AC環(huán)節(jié)采用PIC16F870進(jìn)行控制,DC-DC采用獨(dú)立模擬芯片完成. 如何利用低成本、 可市場化的數(shù)字信號處理器(digital signal processing,DSP)到UPS系統(tǒng)中,實現(xiàn)高頻、 高效、 高可靠性的逆變方案,對數(shù)字化控制的雙Buck逆變器在UPS的運(yùn)用提出了挑戰(zhàn).

本設(shè)計為雙Buck逆變器組成的UPS系統(tǒng),采用TI公司主頻90 MHz的DSP TMS320F28069作為主控芯片,運(yùn)用其內(nèi)嵌控制律加速器(control law accelerator ,CLA)的功能,分擔(dān)逆變控制和采樣濾波程序,減輕主CPU的負(fù)擔(dān),使市電高頻PFC控制、 濾波、 通訊監(jiān)測和高頻雙Buck逆變等能在同一個DSP中實現(xiàn),無需增加額外的DSP,降低系統(tǒng)設(shè)計成本.

1 半周期控制雙Buck工作原理分析

1.1 雙Buck逆變器工作原理

圖1 PFC升壓電路和雙Buck逆變器Fig.1 PFC Boost circuit and dual-buck inverter

圖1所示為前級PFC升壓+雙Buck逆變器構(gòu)成的UPS系統(tǒng),雙Buck逆變器由兩個Buck直流變換器組合而成,開關(guān)管S1、 獨(dú)立續(xù)流二極管D1和儲能電感L1構(gòu)成Buck電路1,因此左橋臂無直通路徑,對應(yīng)的Buck電路2的右橋臂也不存在直通路徑,提高了逆變器的可靠性和效率.

雙Buck逆變?nèi)芷陔p極性調(diào)制無過零波形畸變問題,其工作模態(tài)見圖2,在全周期調(diào)制模式下,Buck電路1和Buck電路2在整個周期內(nèi)都調(diào)制工作.

圖2 工作模態(tài)Fig.2 Operating modes

假設(shè)電路工作在理想條件,開關(guān)管S1的占空比為d1、 周期為T,開關(guān)管S2與S1互補(bǔ)工作,電感L1和L2值為L,輸出濾波電容值為C,開關(guān)管和二極管均為理想器件. 逆變器正半周工作時電感電流iL1>iL2.

模態(tài)1 [0-d1T]： 圖2(a)中,Buck電路1工作,S1導(dǎo)通,S2斷開,橋臂中點A的電位為Ud,電感L2的電流經(jīng)開關(guān)管S1續(xù)流,輸入電壓與輸出電壓的差值施加在電感L1上,電感L1電流增加,變化率為：

Ud-Uo=L(di/dt)

(1)

模態(tài)2 [d1T-T]： 圖2(b)中,S1斷開,電感L1、L2的電流均由二極管D1續(xù)流,橋臂中點A的電位為-Ud,在輸入電壓和輸出電壓的共同作用下電感L1的電流下降,變化率為：

Ud+Uo=L(di/dt)

(2)

由電感的伏秒積平衡和式(1)、 (2)可得,輸入與輸出電壓之間的關(guān)系式為：Uo=(2d1-1)Ud,正半周占空比表達(dá)式為:

d1=0.5+(uo/2Ud)

(3)

逆變器負(fù)半周工作時電感電流iL1

模態(tài)3： 如圖2(c)所示,S1斷開、 S2閉合,Buck電路2工作,電感L1的電流經(jīng)S2、 D1續(xù)流,橋臂中點B的電位為-Ud,在輸入電壓和輸出電壓的共同作用下電感L2的電流上升,變化率為：

-Ud+Uo=L(di/dt)

(4)

模態(tài)4： 如圖2(d)所示,S1導(dǎo)通,S2斷開,橋臂中點B的電位為Ud,電感L1的電流經(jīng)開關(guān)管S1和二極管D1續(xù)流,輸入電壓與輸出電壓的差值施加在電感L2上,此時電感L2電流增加,變化率為：

-Ud-Uo=L(di/dt)

(5)

同理可得開關(guān)管S2的占空比表達(dá)式為：

d2=0.5+(uo/2Ud)

(6)

現(xiàn)假設(shè)輸入電壓恒定,功率管均為理想器件,開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于輸出LC濾波器的諧振頻率,對阻性負(fù)載的雙Buck電路建立小信號狀態(tài)方程[7]為：

(7)

1.2 SPWM控制雙Buck逆變

圖3 半周期SPWM控制系統(tǒng)Fig.3 SPWM control system with half cycle pulses

采用雙環(huán)SPWM控制的雙Buck變換器具有快速動態(tài)響應(yīng)和外特性硬的特點,且易于雙Buck逆變器的并聯(lián)實現(xiàn)三相輸出,進(jìn)一步提高逆變系統(tǒng)的容量和可靠性的特點. 圖3為雙Buck逆變器的半周期SPWM控制系統(tǒng)框圖,控制結(jié)構(gòu)由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成,由式(7)可知雙Buck變換器開環(huán)傳遞函數(shù)為：

(8)

其中:R為負(fù)載電阻;vref、iref分別為參考電壓和參考電流; V.PI和I.PI分別為電壓、 電流比例積分控制器,輸出電壓為vo,經(jīng)過濾波后的反饋電壓和電流值分別為vof、iLf.

2 DSP與CLA協(xié)同控制軟件設(shè)計

為實現(xiàn)PFC和逆變開關(guān)頻率20kHz工作,其余輔助功能均要在同一個DSP上實現(xiàn),對于主頻90MHz的單核DSP很難完成. 選用TMS320F28069內(nèi)嵌CLA功能的DSP,CLA與主CPU結(jié)合實現(xiàn)“偽雙核”處理,能夠有效分配運(yùn)算任務(wù),使復(fù)雜的控制系統(tǒng)能在低成本的DSP中實現(xiàn),避免增加額外的DSP,降低UPS設(shè)計成本. 由雙Buck逆變器和雙向開關(guān)型無橋BoostPFC組成的在線式UPS系統(tǒng)軟件流程圖如圖4所示.

DSP的主CPU核負(fù)責(zé)PFC控制子程序、 雙向DC-DC變換控制子程序和捕獲、 定時器的管理； 在線式UPS系統(tǒng)逆變環(huán)節(jié)在市電和停電環(huán)境下均需參與工作,若市電停電,主CPU會因掉電檢測而執(zhí)行中斷子程序,而CLA可獨(dú)立運(yùn)行,由CLA負(fù)責(zé)雙Buck逆變控制子程序可實時完成逆變?nèi)蝿?wù),保證用電設(shè)備的穩(wěn)定運(yùn)行. 關(guān)鍵模塊觸發(fā)機(jī)制如圖5所示,在CLA的中斷觸發(fā)機(jī)制上,利用逆變器模塊對應(yīng)的PWM1周期性觸發(fā)CLA逆變子任務(wù),任務(wù)完成后CLA將保持待命狀態(tài),直至下一個周期的PWM1中斷觸發(fā).

圖4 UPS各模塊在DSP中的分配Fig.4 Distribution of UPS’s modules in DSP

圖5 關(guān)鍵模塊的觸發(fā)機(jī)制Fig.5 Trigger mechanism of key modules

3 仿真與實驗測試

應(yīng)用PSIM軟件與MicrosoftVisualC++軟件對UPS中逆變環(huán)節(jié)的SPWM控制雙Buck逆變器進(jìn)行聯(lián)合仿真,系統(tǒng)參數(shù)如下： 交流市電輸入,經(jīng)雙向開關(guān)型無橋BoostPFC升壓至直流母線電壓為720V； 逆變環(huán)節(jié)直流輸入電壓為720V,逆變器輸出220V/50Hz交流電,開關(guān)頻率fs=20kHz,額定輸出功率1kW,阻性滿載R=48Ω,濾波電感值L=2.5mH,濾波電容值C=12μF. 圖6為逆變環(huán)節(jié)帶阻性負(fù)載時,輸出電壓uo、 輸出電流io和橋臂中點A處電壓vAN的仿真波形.

圖6 雙Buck逆變動靜態(tài)仿真波形Fig.6 Static and dynamic simulation waveforms of dual-buck inverter

為驗證系統(tǒng)電路拓?fù)浼翱刂撇呗缘目尚行?依據(jù)仿真參數(shù)搭建一臺額定功率1kW前級由雙向開關(guān)型無橋BoostPFC實現(xiàn)母線升壓,后級為半橋型雙Buck逆變器組成的在線式UPS系統(tǒng),逆變環(huán)節(jié)阻性負(fù)載的實驗波形如圖7所示. 由仿真和實驗波形可見,運(yùn)用CLA協(xié)同控制的雙極性SPWM調(diào)制雙Buck逆變器具有動態(tài)響應(yīng)速度快、 無過零波形畸變和輸出波形正弦度良好的特點.

圖7 雙Buck逆變動靜態(tài)實驗波形Fig.7 Static and dynamic experimental waveforms of dual-buck inverter

UPS逆變環(huán)節(jié)全周期調(diào)制的控制開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動電壓波形和逆變輸出電壓電流如圖8(a)所示； 在圖8(a)中對應(yīng)S1和S2的驅(qū)動電壓波形在示波器高頻展開時的工作模式如圖8(b)所示,可見開關(guān)管S1和S2在整個周期都在參與工作,這種在電路的整個工作周期中S1和S2均參與工作的調(diào)制方式被稱為雙Buck逆變器的全周期調(diào)制； 圖8(c)為設(shè)計的UPS逆變輸出帶整流型負(fù)載的電壓電流波形,可見雙Buck逆變器采用電壓單環(huán)控制,會引起輸出電流畸變.

圖8 雙Buck逆變驅(qū)動電壓與帶非線性負(fù)載實驗波形 Fig.8 Experimental waveforms of dual-buck inverter driving voltage and nonlinear load

圖9(a)和(b)分別給出了逆變器輸出帶阻性負(fù)載時的效率、 總諧波畸變(totalharmonicdistortion,THD)隨著輸出功率增加變化的曲線圖. 逆變器在輸出功率900W時存在峰值效率96%,滿載輸出時效率為95.7%； 實驗測試過程采用功率因數(shù)分析儀測量輸出電壓畸變,逆變輸出在300W以上時,實驗測試的輸出電壓總諧波畸變保持在0.9%左右.

圖9 雙Buck逆變效率及總諧波畸變曲線 Fig.9 Efficiency and total harmonic distortion of dual buck inverter

4 結(jié)語

運(yùn)用主頻90MHzDSPTMS320F28069內(nèi)嵌的CLA功能,無需增加額外的DSP或集成控芯片,實現(xiàn)高可靠性的UPS系統(tǒng)設(shè)計. 運(yùn)用DSP自帶的CLA分擔(dān)UPS中的逆變?nèi)蝿?wù)實現(xiàn)全周期SPWM調(diào)制的雙Buck逆變器,所設(shè)計的逆變器具有良好的動靜態(tài)性能. 此設(shè)計方法可降低軟硬件成本,為高可靠性的UPS設(shè)計提供一種有效的解決方案.

[1]HONGF,LIUJ,JIB, et al.Singleinductordualbuckfull-bridgeinverter[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics, 2015, 62(8): 4869-4877.

[2] 姚志壘, 肖嵐, 魏星. 雙降壓全橋并網(wǎng)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2011, 31(12): 29-33.

[3]HONGF,LIUJ,JIB, et al.Interleaveddualbuckfull-bridgethree-levelinverter[J].IEEETransactionsonPowerElectronics, 2016, 31(2): 964-974.

[4] 洪峰, 劉周成, 萬運(yùn)強(qiáng),等. 無漏電流高效可靠三電平雙Buck并網(wǎng)逆變器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2014, 34(9): 1327-1336.

[5] 王贊, 肖嵐, 姚志壘,等. 雙Buck電壓源逆變器的半周期電流調(diào)制方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2007, 22(5): 104-110.

[6] 侯世英, 宋星, 張闖. 基于單周定頻滑?？刂频碾pBuck全橋并網(wǎng)逆變器[J]. 電器與能效管理技術(shù), 2011 (2): 37-42.

[7] 馬海嘯, 陳凱, 龔春英. 雙Buck逆變器的建模與優(yōu)化設(shè)計[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2012, 27(8): 35-41.

[8] 蔡逢煌, 鄭必偉, 王武. 結(jié)合同步鎖相的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)孤島檢測技術(shù)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2012, 27(10): 202-206.

[9] 蔡逢煌, 鄭必偉, 王武. 單周期數(shù)字控制光伏并網(wǎng)逆變器的仿真與實驗[J]. 電力系統(tǒng)及其自動化學(xué)報, 2012, 24(3): 97-100.

[10]CAIF,LUD,LINQ, et al.Controlstrategydesignofgrid-connectedandstand-lonesingle-phaseinverterfordistributedgeneration[J].JournalofPowerElectronics, 2016, 16(5): 1813-1820.

[11]TORRICO-BASCOPERP,OLIVEIRAJRDS,BRANCOCGC, et al.AUPSwith110-V/220-Vinputvoltageandhigh-frequencytransformerisolation[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics, 2008, 55(8): 2984-2996.