鄢治國(guó)，張福東，劉　杰

（1.中國(guó)東方電氣集團(tuán)有限公司，四川 成都　611731；2.肇慶學(xué)院 機(jī)械與汽車(chē)工程學(xué)院，廣東 肇慶 526061）

0　引言

反激變換器是輸出與輸入隔離的最簡(jiǎn)單的變換器，具有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸入輸出電氣隔離、轉(zhuǎn)換效率高、多路輸出負(fù)載自動(dòng)均衡等優(yōu)點(diǎn)，而且，由于反激變壓器有著變壓器和電感的雙重功能，反激變換器不需要輸出濾波電感，在低成本多輸入電源中，這一點(diǎn)對(duì)于減少變換器體積和降低成本尤為重要.由于開(kāi)關(guān)器件的高頻動(dòng)作，產(chǎn)生較高的dv/dt和di/dt,這是產(chǎn)生電磁干擾問(wèn)題的主要因素.在設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)，其EMC問(wèn)題越早考慮和越早解決，其費(fèi)用越小，效果也越好.

對(duì)電磁干擾問(wèn)題，采取的措施有接地、屏蔽、PCB布局、加濾波器等[1]，其中，濾波裝置是一種常用而有效的措施.常用的濾波器設(shè)計(jì)方式有基于噪聲的濾波設(shè)計(jì)、基于插入損耗的設(shè)計(jì)、基于阻抗、電壓增益等等[2-3].本文通過(guò)分析傳導(dǎo)干擾的來(lái)源及特點(diǎn)，運(yùn)用Saber軟件對(duì)開(kāi)關(guān)電源中的有源器件進(jìn)行建模，結(jié)合濾波器的工作頻率，基于經(jīng)驗(yàn)設(shè)計(jì)濾波器，無(wú)需復(fù)雜計(jì)算，在設(shè)計(jì)初期為電源設(shè)計(jì)提供了一定依據(jù).

1　傳導(dǎo)干擾的來(lái)源及特點(diǎn)

1.1　傳導(dǎo)干擾的來(lái)源

反激式開(kāi)關(guān)電源的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，主要由無(wú)源器件、變壓器、MOSFET和功率二極管等組成.反激式開(kāi)關(guān)電源的開(kāi)關(guān)工作頻率很高，一般在幾十kHz到數(shù)MHz，由此產(chǎn)生了較高的dv/dt和di/dt.由于開(kāi)關(guān)器件本身寄生參數(shù)的影響，其電壓波形和電流波形的頻率響應(yīng)都分布在一個(gè)很寬的頻率范圍內(nèi)，上升沿和下降沿都包含大量諧波，由此產(chǎn)生了差模干擾和共模干擾[4].二極管、功率開(kāi)關(guān)器件、變壓器的寄生參數(shù)及其與大地之間的分布電容，是造成電磁干擾的主要因素.

圖1　反激式開(kāi)關(guān)電源基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

1.2　傳導(dǎo)干擾的特點(diǎn)

傳導(dǎo)干擾分為差模干擾和共模干擾.差模干擾是指作用于信號(hào)兩極之間的干擾電壓，是電子設(shè)備內(nèi)部噪音電壓產(chǎn)生的與信號(hào)電流或電源電流相同路徑的噪音電流.主要是電路中的di/dt回路造成的.共模電壓是信號(hào)對(duì)地的電位差，是在設(shè)備內(nèi)噪音電壓的驅(qū)動(dòng)下，經(jīng)過(guò)大地與設(shè)備之間的寄生電容，在大地與電纜之間流動(dòng)的噪音電流產(chǎn)生的.它主要是由電路中的dv/dt造成的.

開(kāi)關(guān)電源干擾信號(hào)主要可以分為3個(gè)頻段[5]：在0.15～0.5 MHz，以差模干擾為主；0.5～5 MHz，差模干擾和共模干擾共存；5～30 MHz，以共模干擾為主.可見(jiàn)在開(kāi)關(guān)電源噪聲中，共模噪聲所占頻段范圍更廣，是干擾噪聲的主要成分.

2　反激式開(kāi)關(guān)電源的EMI仿真

2.1　器件建模

Saber仿真軟件是美國(guó)Synopsys公司的一款EDA軟件，其功能非常強(qiáng)大，大量的器件模型、先進(jìn)的仿真技術(shù)和精確的建模工具，為客戶(hù)提供了全面的系統(tǒng)解決方案，在電力電子、數(shù)?；旌戏抡?、汽車(chē)電子及機(jī)電一體化領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用.本次仿真采用的就是Saber軟件.反激式開(kāi)關(guān)電源易產(chǎn)生傳導(dǎo)干擾的元器件主要有功率開(kāi)關(guān)管、變壓器以及電容.對(duì)這些元件建模是非常有必要的[6].

2.1.1MOSFET建模

Model Architect是Saber軟件自帶的建模工具，以此工具建立的MOSTET高頻模型，是以其制造工藝為依據(jù)，考慮到了柵漏極之間的可變電容Cgd,柵源級(jí)間的固定電容Cgsc和可變電容Cgs.級(jí)間的固定電容產(chǎn)生是由于柵極的絕緣氧化層以及柵源級(jí)的導(dǎo)電層.模型中存在可變電容是因?yàn)镸OSFET中電子的往返運(yùn)動(dòng)與電容的充放電原理類(lèi)似，將其等效成可變電容便于分析.Saber模型中還包含了MOSFET的寄生電感和電阻，具體模型如圖2所示.本次仿真設(shè)計(jì)采用的MOSFET器件為irl2910s，可以根據(jù)其數(shù)據(jù)手冊(cè)，通過(guò)數(shù)據(jù)手冊(cè)上IdvsVgs,IdvsVgs和Rds(on)vsId3條曲線的擬合，軟件可以自動(dòng)分析出Crss,Coss和Ciss的值.建模完成后，可對(duì)其門(mén)極充電特性及開(kāi)關(guān)特性進(jìn)行仿真，驗(yàn)證模型的正確性，所搭建的MOSFET充放電特性如圖3所示.

圖2　MOSFET高頻模型　

圖3　所建MOSFET模型充放電特性

2.1.2變壓器模型

采用Model Architect中的Magnetic component tool工具建立變壓器模型，這個(gè)模型可以非常細(xì)致地調(diào)節(jié)變壓器的各種參數(shù)[7].根據(jù)數(shù)據(jù)手冊(cè)的變壓器參數(shù)，設(shè)置骨架、繞線區(qū)、磁芯等給定條件，確定線徑、阻抗、導(dǎo)線的絕緣層，每層繞組間的絕緣層的厚度及其介電常數(shù)，還有磁芯的特性，比如B-H曲線等就可以將模型建立出來(lái).模型將自動(dòng)計(jì)算出繞組之間、層與層之間、匝與匝之間以及繞組與磁芯的寄生電容.建好的模型如圖4所示.

2.2　PCB參數(shù)提取

開(kāi)關(guān)電源EMI與PCB板的好壞有直接關(guān)系.這是由于PCB板中存在著很多雜散參數(shù)，包括布線導(dǎo)體之間的互感、寄生電容以及導(dǎo)體自身的分布電阻、電感、對(duì)地電容等.將PCB在Altium designer中轉(zhuǎn)換成anf格式的文件，再經(jīng)過(guò)Ansoftlinks選擇需要的網(wǎng)絡(luò)，生成Q3D可以打開(kāi)的工程.ANSYS Q3D Extractor軟件可以根據(jù)有限元法與矩量法進(jìn)行計(jì)算，最后給出PCB中各導(dǎo)體自身以及導(dǎo)體之間的寄生參數(shù)，這些參數(shù)包括C矩陣、DC RL矩陣、AC RL矩陣.圖5為在ANSYS Q3D軟件中建立的3D模型圖.

圖4　所建變壓器模型　

圖5　Q3D模型圖

2.3　仿真電路模型搭建

在Saber中搭建仿真電路模型，當(dāng)設(shè)置MOSFET對(duì)地電容Cg分別為20 ρF和100 ρF時(shí)，所得MOSFET漏極電壓與其對(duì)應(yīng)的母線電壓波形分別如圖6和圖7所示.

圖6　MOSFET對(duì)地電容為20 pF時(shí),Vds與直流母線電壓Vdc的仿真曲線

圖7　MOSFET對(duì)地電容為100 pF時(shí)，Vds與直流母線電壓Vdc的仿真曲線

產(chǎn)生的振蕩在初級(jí)功率MOSFET關(guān)斷期間，次級(jí)功率二級(jí)管續(xù)流結(jié)束后，由變壓器初級(jí)繞組勵(lì)磁電感、變壓器初級(jí)繞組分布電容、功率MOSFET寄生電容三者諧振產(chǎn)生.可以得出如下結(jié)論：當(dāng)其對(duì)地電容越大，MOSFET漏極電壓Vds在下降沿波動(dòng)越大；在Vds波動(dòng)的時(shí)候，可對(duì)應(yīng)看出母線直流電壓也相應(yīng)產(chǎn)生波動(dòng)，可以看到在Vds上升沿和下降沿，直流母線噪聲毛刺幅度最大，在100 ρF的情況下尤其明顯.由此可見(jiàn)在布局時(shí)減小MOSFET對(duì)地電容可以改善電源傳導(dǎo)干擾.傳導(dǎo)干擾電壓頻譜如圖8和圖9所示.

圖8　MOSFET對(duì)地20 ρF時(shí)傳導(dǎo)干擾電壓頻譜

圖9　MOSFET對(duì)地100 ρF時(shí)電壓頻譜

可見(jiàn)，當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率為100 kHz的整數(shù)倍時(shí)噪聲最大，當(dāng)100 ρF時(shí)高頻噪聲明顯增加，這證明增大了漏極對(duì)地電容，主要影響的是共模電壓.在進(jìn)行電磁兼容設(shè)計(jì)時(shí)，抑制共模電壓可以從減小MOS管對(duì)地分布電容來(lái)考慮.

3　無(wú)源濾波器設(shè)計(jì)

常見(jiàn)EMI濾波器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖10所示，其共模等效電路與差模等效電路如圖11與圖12所示[9].

圖10　常見(jiàn)EMI濾波器電路拓?fù)?/p>

圖11　共模等效電路　

圖12　差模等效電路

由圖10～12可知，共模等效電路為L(zhǎng)型低通濾波器，衰減頻率為40 dB/dec，差模等效電路為π型低通濾波器，衰減頻率為60 dB/dec[10].共模等效電感LCM=LC+LD/2,共模等效電容CCM=2Cy;差模等效電感LDM=LDM=2LD+Lleak,差模等效電容CDM=Cx.從原理上說(shuō)，濾波器的設(shè)計(jì)根據(jù)噪聲頻譜確定，但當(dāng)實(shí)際設(shè)計(jì)中若無(wú)法得知應(yīng)該衰減的量時(shí)，則可由計(jì)算大致獲得.開(kāi)關(guān)頻率為fs,則共模濾波器的轉(zhuǎn)折頻率fCM=fs×10(Att/40),Att=-24 dB.綜上，本設(shè)計(jì)中fs=100 kHz，則fCM可取25 kHz.

y電容選取時(shí)，需注意其耐壓及漏電流限值（一般小于1 mA），按經(jīng)驗(yàn)一般選Cy為2 200～6 800 pF，漏電流Id=2πfCU,基于漏電流的考慮，此設(shè)計(jì)中選取3 300pF.

LD很小，計(jì)算時(shí)可以先忽略，帶入可得，LCM為3.07 mH.漏感一般為共模電感自身電感量的0.5%～2%，所以取Lleak=30μH.差模截止頻率fDM取12 kHz，由于有2個(gè)變量LD和Cx,設(shè)計(jì)者可以有多種選擇.

1）若以全部漏感當(dāng)差模電感，而不另外增加，則取LDM=Lleak=30 μH,由式（2）可得，Cx1=Cx2=5.86μF.由于一般差模電容最大不超過(guò)1μF，故雖然可以并聯(lián)，但不符合實(shí)際.

2）若選Cx=0.22μF,由式（2）可得，LDM=799μH,是現(xiàn)實(shí)中可以取到的值，則LD=(LDM-Lleak)/2=380 μH.

3）若選Cx=0.47μF,由式（2）可得，LDM=374μH,則同理可得LD=172μH,

由己知的EMI濾波器等效共模、差模電路，我們可以通過(guò)濾波器設(shè)計(jì)仿真軟件進(jìn)行仿真[11].本文采用的是Filter solutions仿真軟件，它避免了大量的參數(shù)轉(zhuǎn)換和數(shù)學(xué)計(jì)算，在電子、電力電子、通信等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用.經(jīng)過(guò)多年的發(fā)展和更新，功能越來(lái)越完善，仿真效果跟實(shí)際的濾波器特性也越來(lái)越符合.設(shè)定輸入、輸出阻抗均為50 Ω，濾波器參數(shù)如上設(shè)置，則可以得到共模、差模濾波部分等效電路仿真信號(hào)衰減幅分別如圖13和14所示.

圖13　共模部分仿真信號(hào)幅值衰減　

圖14　差模部分仿真信號(hào)幅值衰減

濾波后的傳導(dǎo)干擾仿真結(jié)果如圖15所示.

圖15　加濾波器后的傳導(dǎo)干擾頻譜

仿真結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的濾波器能夠使傳導(dǎo)干擾電壓基本在限值46 dBV左右，滿(mǎn)足CISPR相關(guān)標(biāo)準(zhǔn).

4　結(jié)論

開(kāi)關(guān)電源干擾的抑制是個(gè)十分復(fù)雜的問(wèn)題，在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，應(yīng)該對(duì)電源可能的電磁干擾問(wèn)題進(jìn)行充分估計(jì).本文針對(duì)反激式開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的來(lái)源、特點(diǎn)進(jìn)行了簡(jiǎn)要介紹，在Saber中自帶的ModelArchitect建模工具對(duì)此反激電源中的高頻器件建模，并考慮了寄生參數(shù)，在Saber中進(jìn)行仿真.根據(jù)仿真數(shù)據(jù)對(duì)濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)，給出了濾波元件參數(shù)的求取途徑.通過(guò)仿真分析，得到預(yù)期結(jié)果.

參考文獻(xiàn)：

[1]鄭軍奇.EMC電磁兼容設(shè)計(jì)與試案例分析[M].北京：電子工業(yè)出版社,2010.

[2]李鵬,何文忠.開(kāi)關(guān)電源電磁干擾濾波器設(shè)計(jì)[J].激光與紅外,2007(1)：79-81.

[3]馬偉明.電力電子系統(tǒng)中的電磁兼容[M].武漢：武漢水利電力大學(xué)出版社,2008.

[4]MUGUR P R,ROUDET J,CREBIER J C.Power electronic converter EMC analysis through state variable approach techniques[J].IEEE Transaction on Electromagnetic Compatibility,2001,4(2)：229-238.

[5]陳治通,李建雄,崔旭升,等.反激式開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)干擾建模仿真分析[J].電源學(xué)報(bào)，2014,38(5)：953-956.

[6]房媛媛,秦會(huì)斌.反激式開(kāi)關(guān)電源傳導(dǎo)干擾的Saber建模仿真[J].電子器件，2014,37(5)：958-961.

[7]GUO Yanjie,WANG Lifang,LIAO Chenglin.Modeling and analysis of conducted electromagnetic interference in electric vehicle power supply system[J].Progress in Electromagnetics Research,2003,139：193-209.

[8]VIMALA R,BASKARAN K,ARAVIND B K R.Modeling and filter sesign through analysis of conducted EMI in switching power converters[J].Journal of Power Electronics,2012,12(4)：632-642.

[9]錢(qián)振宇.開(kāi)關(guān)電源的電磁兼容性設(shè)計(jì)與測(cè)試[M].北京：電子工業(yè)出版社,2005.

[10]孟進(jìn),馬偉明,張磊.開(kāi)關(guān)電源變換器傳導(dǎo)干擾分析及建模方法[J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2005,25(3)：49-54.

[11]MANUSHYN I N,KOLEFF G L M,GRIEPENTROG J.Modeling of EMI filters with shields placed between the filter components[J].PEMD,2016：1-6.