耿毓廷 ，李姍 ，李武華 ，何湘寧 ，曹豐文

（1.浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，杭州 310027；2.中國船舶重工集團公司第七〇四研究所，上海200031；3.蘇州市職業(yè)大學(xué)電子信息工程學(xué)院，蘇州215104）

風(fēng)力發(fā)電變流器作為風(fēng)力發(fā)電與微網(wǎng)的接口設(shè)備，被廣泛用于直流微網(wǎng)和交流微網(wǎng)中，近年來其容量及效率要求不斷提升。隨著風(fēng)電場的規(guī)模化并網(wǎng)接入，風(fēng)力發(fā)電隨機性、間歇性強、慣性較弱、電能質(zhì)量差等問題開始逐漸暴露[1-2]。因此，如何兼容風(fēng)電變流器對效率和電能質(zhì)量的要求，成為目前學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的研究熱點[3-6]。

中點箝位型NPC三電平拓撲是常用的風(fēng)電變流器拓撲，與常規(guī)兩電平拓撲相比，其不僅可以提高變流器輸出功率，還可以降低電流輸出總諧波失真 THD（total harmonic distortion）。然而，隨著風(fēng)電變流器輸出容量的增加，其開關(guān)損耗與電能質(zhì)量之間的矛盾仍較難平衡，因此如何實現(xiàn)開關(guān)損耗與電流THD的優(yōu)化，成為大功率風(fēng)電變流系統(tǒng)的核心技術(shù)之一。一般而言，開關(guān)損耗減小可以通過減少單次開關(guān)損耗和減小開關(guān)次數(shù)實現(xiàn)。文獻[11]將中點箝位型三電平拓撲的開關(guān)管更換為SiC器件，進而有效減小器件的單次開關(guān)損耗。然而上述方案將極大提高變流器的成本，限制了其在實際工程中的應(yīng)用。另一方面，為減少開關(guān)次數(shù)，中壓大功率變流器亦可設(shè)計在低開關(guān)頻率下工作。顯然低開關(guān)頻率給變流器輸出電流THD和濾波器設(shè)計帶來巨大的挑戰(zhàn)。

針對上述問題，文獻[3-5，7-9，12-17]進行了大量調(diào)制方式研究。其中，連續(xù)脈沖寬度調(diào)制CPWM（continuous pulse width modulation）方式，開關(guān)管在半基波周期中以載波頻率動作，在電流較大時存在開關(guān)損耗大的缺點；斷續(xù)脈沖寬度調(diào)制DPWM（discontinuous pulse width modulation）方式使開關(guān)管在每基波周期存在1/3周期被箝位，從而減小1/3的開關(guān)動作次數(shù)。因此DPWM方式在1.5倍載波頻率下能夠?qū)崿F(xiàn)和CPWM相同的開關(guān)次數(shù)。文獻[4，7]對比CPWM和DPWM在不同調(diào)制度下的諧波質(zhì)量；文獻[4-5]研究不同DPWM調(diào)制方式下的輸出共模電壓。然而，對不同DPWM調(diào)制方式進行開關(guān)損耗和電流諧波等性能比較以及通用描述[10，15，17]，如何選擇適合寬工作范圍的調(diào)制方式，如何在開關(guān)損耗和THD指標(biāo)中取舍卻鮮有文獻提及。

由于風(fēng)能的隨機性，風(fēng)機變流器工作在較寬調(diào)制比范圍。在不同的工況下有不同的主導(dǎo)因素，現(xiàn)有的單一調(diào)制方式難以在寬工作范圍下性能最優(yōu)。本文首先分析DPWM和CPWM電流THD以及開關(guān)損耗性能差異；在此基礎(chǔ)上根據(jù)風(fēng)電變流器工作特點，提出一種適用于永磁同步機直驅(qū)的風(fēng)力發(fā)電整流系統(tǒng)的新型DPWM調(diào)制方法。在調(diào)制比較高場合實現(xiàn)開關(guān)損耗降低，在調(diào)制比較低時降低電流THD。最后，以1臺2.5 kW風(fēng)電變流器平臺樣機驗證了新型調(diào)制方法的可行性。

1 DPWM調(diào)制方式優(yōu)化

對于永磁同步機直接驅(qū)動的變流器系統(tǒng)，常使用風(fēng)力發(fā)電最大功率追蹤MPPT（maximum power point tracking）。文獻[2]根據(jù)風(fēng)力機內(nèi)在功率特性實現(xiàn)MPPT算法，其中風(fēng)力機輸出最大機械功率和轉(zhuǎn)子機械角度呈3次方關(guān)系，即

且永磁同步機的輸出電壓與轉(zhuǎn)子機械角速度呈正比關(guān)系。因此，當(dāng)轉(zhuǎn)速降低時，同步機的輸出電壓和電流均會降低。

對于直流母線恒定的變流器系統(tǒng)，調(diào)制度、交流電流和功率輸出會隨著風(fēng)機轉(zhuǎn)速的下降而下降。也即調(diào)制度低則開關(guān)損耗小、電能質(zhì)量差，而調(diào)制度高則開關(guān)損耗大、電能質(zhì)量好。

本文提出一種改進型DPWM方法，在調(diào)制度較大時呈現(xiàn)出介于DPWM1和DPWMA之間的特性，在調(diào)制度較小時呈現(xiàn)出SPWM的特性，記為混合斷續(xù)脈寬調(diào)制HDPWM（hybrid discontinuous pulse width modulation）。

1.1 改進型DPWM的推演和算法實現(xiàn)

通常斷續(xù)脈寬調(diào)制每個開關(guān)周期僅有兩相動作。正弦脈寬調(diào)制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）中，通過相應(yīng)零序分量的注入，使任意時刻都有一相調(diào)制波箝位在0、1和-1，該相不發(fā)生開關(guān)動作，可以較為簡單地實現(xiàn)DPWM。DPWM本質(zhì)是在某一時刻，將a、b、c相中的某相箝位到PON中某個電平，并給另外兩相注入相應(yīng)的零序分量。DPWM算法的實現(xiàn)就是根據(jù)調(diào)制波等信息，確定被箝位的相和該相箝位的電平。

將特定零序3次諧波注入SPWM正弦調(diào)制波中，實現(xiàn)多種DPWM調(diào)制的波形，如圖1、圖2所示，使任意時刻都有一相調(diào)制波被箝位，僅兩相開關(guān)動作。

DPWM1將三相最接近于±1邊界的調(diào)制波箝位到相應(yīng)邊界，即在正弦調(diào)制波相位為π/3～2π/3時箝位到 1，在 4π/3～5π/3 箝位到-1，橋臂分別被箝位到PN電平。文獻[7]在DPWM1的基礎(chǔ)上，改進得到DPWMA。DPWMA引入了邊界0，將三相調(diào)制波最接近于0、±1邊界的一相箝位到相應(yīng)邊界，并將其他兩相注入相同的零序分量，橋臂可被箝位在PON電平。

DPWMA在調(diào)制波過0點時，會將調(diào)制波箝位到O電平。對于功率因數(shù)為1的變流器，此階段的箝位發(fā)生在電流過0時，對開關(guān)損耗減小收益很?。辉谡{(diào)制比低時甚至?xí)?/3周期在過0點箝位，惡化電能質(zhì)量。因此，本文提出在三相調(diào)制波距離0邊界最近時不進行箝位，因此，該調(diào)制方式并不在全周期都有一相箝位，相同載波頻率下其實際開關(guān)頻率介于CPWM和DPWM之間，記為HDPWM。

圖1 DPWM1在調(diào)制比為1時零序分量注入波形Fig.1 Zero-sequence component injection waveform whenthe modulation ratio of DPWM1 equals 1

圖2 DPWMA在調(diào)制比為1時零序分量注入波形Fig.2 Zero-sequence component injection waveform when the modulation ratio of DPWMA equals 1

DPWMA的零序分量計算公式為

式中：k為三條邊界的值；km是被箝位的邊界值；x為a，b，c三相，m為被箝位的一相，Vrefx為x相的調(diào)制波大?。籚0add為三相調(diào)制波注入的零序分量，表示為

式（2）表明m相的參考電壓Vrefm與邊界km的距離是各相離邊界最近的，故將m相箝位到邊界km。此時，注入零序分量為式（3）。

DPWM1的實現(xiàn)只需將式（4）中k取值換為±1，其他算法不變；HDPWM 適用于滿足式（2）、式（4）和式（5）的情況。

HDPWM在調(diào)制度為1時，疊加零序分量后的調(diào)制波和零序分量分別如圖3所示。

記三相調(diào)制波在調(diào)制度為M時的表達式為

恒成立時，調(diào)制波與上下邊界的距離恒大于此時其他兩相到0的最小距離，則HDPWM無法箝位到上下邊界，此時HDPWM退化成SPWM。

圖3 HDPWM在調(diào)制比為1時零序分量注入波形Fig.3 Zero-sequence component injection waveform when the modulation ratio of HDPWM equals 1

聯(lián)立式（6）、式（7），得到 HDPWM 退化的充要條件是，即

式（8）最小值大于 0。求解式（8），HDPWM 在調(diào)制度小于2/3時退化為SPWM。

1.2 損耗分析

DPWM和CPWM調(diào)制方式下的開關(guān)損耗隨載波頻率、電流大小的不同而變化。根據(jù)文獻[18]，開關(guān)損耗與母線電壓、相電流、開關(guān)次數(shù)有關(guān)。器件開關(guān)損耗可以表示為

式中：vdc為變換器直流母線電壓；Vref為器件手冊中的開關(guān)損耗測試電壓；Kv為vdc不同于Vref時的損耗折算系數(shù)；ESW（i（k））為器件換流電流為 i（k）時動作一次損耗的能量。由文獻[18]，A、B、C為由不同器件決定的系數(shù)，則 ESW（i（k））可以表示為

當(dāng)CPWM調(diào)制波近似正弦波時，處于一個基波周期任意時刻的單次開關(guān)損耗平均值為

類似地，對于在φ1～φ2中進行箝位的DPWM有

基波開關(guān)頻率較高時，實際開關(guān)損耗平均值與任意時刻單次開關(guān)平均值近似相等。忽略ESW（i（k））中的二次項和常數(shù)項后，認為開關(guān)損耗近似正比于換流電流。

在功率因數(shù)為1時，對于在半周期內(nèi)連續(xù)π/3箝位的DPWM，DPWM1在π/3開始箝位，恰在調(diào)制波最大值即電流最大值附近保持不動作，擁有最小開關(guān)損耗。

DPWMA箝位到PON狀態(tài)的時間根據(jù)調(diào)制度變化。因此，該模式相對于CPWM的開關(guān)損耗隨調(diào)制度不同而變化，調(diào)制度大時接近于DPWM1，在電流最大時箝位最多，調(diào)制比較小時則在電流過零時箝位到O狀態(tài)時間最多，減小開關(guān)損耗能力削弱。

記CPWM的開關(guān)損耗為單位1，求得不同DPWM調(diào)制方式下在不同調(diào)制度M下相對于CPWM的開關(guān)損耗，如圖4所示。

圖4 不同調(diào)制方式不同調(diào)制度的開關(guān)損耗對比Fig.4 Comparison of switching loss at different modulation ratios among different modulations

1.3 諧波分析

選取常用的斷續(xù)脈寬調(diào)制方式DPWM1、DPWMA和SPWM、HDPWM比較諧波特性。類似于文獻[7]，定義標(biāo)準(zhǔn)化總諧波含量NWTHD（normalized weighted total harmonic distortion）指標(biāo)為諧波成分相對基波的比值。

式中，Un1-1為n次線電壓。諧波源回路中，對于n次諧波源，回路阻抗為jnωL，因而n次電壓諧波產(chǎn)生的電感電流諧波可以用Unl-l/n來表征。

根據(jù)式（13），取載波比為21，改變調(diào)制度的大小，仿真得到其NWTHD，在不同調(diào)制度下對比HDPWM與其他調(diào)制方式的諧波性能，如圖5所示。

由圖可知，HDPWM調(diào)制度在0.8以上時，表現(xiàn)出介于DPWM1和DPWMA的THD特性；小于0.8后，開始展現(xiàn)出SPWM的特性，并在調(diào)制度小于0.66后退化成SPWM。相比于DPWMA應(yīng)該箝位到O狀態(tài)時，HDPWM不進行箝位，因此HDPWM并不在所有時刻都有一相箝位，即HDPWM隨著占空比的下降會增大開關(guān)頻率。

在上述直驅(qū)風(fēng)電變流器使用HDPWM能夠在重載時表現(xiàn)出斷續(xù)脈寬調(diào)制方式的優(yōu)點，減小開關(guān)損耗，在輕載時表現(xiàn)出連續(xù)脈寬調(diào)制方式的優(yōu)點，保持良好的電流諧波。

圖5 不同調(diào)制方式下不同調(diào)制度的THD特性Fig.5 THD characteristics at different modulation ratios among different modulations

2 實驗驗證

為了驗證本文方案的正確性，搭建了2.5 kW三電平風(fēng)電變流器實驗系統(tǒng)。實驗在永磁同步發(fā)電機拖動的變流器平臺上進行。以異步電機模擬風(fēng)力機拖動永磁同步發(fā)電機轉(zhuǎn)動，發(fā)電機和變流器工作狀況如表1所示。

表1 實驗平臺技術(shù)指標(biāo)Tab.1 Technical indicators of experimental platform

根據(jù)表1中的技術(shù)指標(biāo)，在額定工況下，對比相同開關(guān)頻率下HDPWM（載波比21）和SPWM（載波比14）的THD性能；在輕載時，對比HDPWM和DPWMA在相同載波頻率下的THD性能，結(jié)果如圖6所示。

圖6 HDPWM和SPWM以及DPWMA的性能對比Fig.6 Comparison of performance among HDPWM,SPWM and DPWMA

實驗結(jié)果表明，HDPWM調(diào)制方式在調(diào)制度較大時能夠減小開關(guān)損耗并且比相同開關(guān)頻率下SPWM調(diào)制方式擁有更好的THD；在調(diào)制度較小時HDPWM擁有比相同載波頻率更好的THD。因此，在寬調(diào)制度范圍工作時，HDPWM在開關(guān)損耗和THD表現(xiàn)上，比SPWM和DPWMA擁有更好的綜合性能。

3 結(jié)論

針對微網(wǎng)中廣泛應(yīng)用的風(fēng)電變流器開關(guān)頻率低、開關(guān)損耗和電流THD的矛盾，本文首先分析對比了CPWM和DPWM的損耗和諧波性能，然后在分析變流器THD和工況關(guān)系的基礎(chǔ)上，提出一種針對永磁同步電機直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電變流器改進型混合斷續(xù)脈寬調(diào)制策略，主要結(jié)論如下：

（1）新型斷續(xù)脈寬調(diào)制策略HDPWM斷續(xù)脈寬的占比隨調(diào)制度增大而增大；在調(diào)制度較大時，其特性介于DPWM1和DPWMA之間，在調(diào)制度小于0.66時，其退化為SPWM。

（2）HDPWM的特性在實際永磁同步機工況下能夠根據(jù)調(diào)制度的大小，在電流較大時有效減小開關(guān)損耗，在輕載時呈現(xiàn)出大于DPWM開關(guān)頻率的SPWM調(diào)制的特性，有效減小THD。

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