巫付專(zhuān)，彭圣，王耕

(中原工學(xué)院電子信息學(xué)院，鄭州451191)

0 引言

感應(yīng)加熱和其他加熱形式相比具有加熱效率高、速度快、可控性好及易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，因此被廣泛應(yīng)用于冶金、機(jī)械、電子等工業(yè)領(lǐng)域。為提高電源的利用率通常使感應(yīng)加熱系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)，但在加熱過(guò)程中，由于溫度的變化被加熱材料的性能參數(shù)也會(huì)發(fā)生變化，從而引起系統(tǒng)固有諧振頻率發(fā)生變化。如果不能及時(shí)地調(diào)整加熱系統(tǒng)的輸出頻率，將使系統(tǒng)工作在非諧振狀態(tài)。為了保證感應(yīng)加熱系統(tǒng)始終工作在諧振狀態(tài)必須采用頻率跟蹤技術(shù)。

文獻(xiàn)［1］通過(guò)檢測(cè)諧振回路的電流，經(jīng)相位補(bǔ)償和過(guò)零比較，產(chǎn)生和諧振回路電流頻率相同的方波信號(hào)，控制PWM電路的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，使逆變器的工作頻率等于或略高于其諧振頻率，通過(guò)在逆變器前加入直流斬波來(lái)調(diào)節(jié)逆變器母線(xiàn)電壓，以實(shí)現(xiàn)通過(guò)調(diào)電壓而調(diào)功率的目的，增加了電路的復(fù)雜性，文獻(xiàn)［2-7］重點(diǎn)分析了數(shù)字鎖相環(huán)技術(shù)，但數(shù)字鎖相算法較為復(fù)雜、頻率的調(diào)節(jié)速度較慢。

傳統(tǒng)感應(yīng)加熱電源側(cè)諧波含量高、功率調(diào)整范圍小。采用AC/DC/DC/AC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中AC/DC采用單相不可控整流加Boost的結(jié)構(gòu)，利用平均電流法使輸入側(cè)到達(dá)單位功率因數(shù)，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正(APFC)功能;DC/AC逆變部分根據(jù)諧振原理，利用DSP捕獲電流過(guò)零點(diǎn)測(cè)得電流與電壓的相位差，根據(jù)相位差的大小進(jìn)行變步長(zhǎng)控制，加快調(diào)節(jié)速度，使感應(yīng)加熱系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài);通過(guò)調(diào)節(jié)SPWM的調(diào)制度，可在不增加硬件的情況下達(dá)到寬范圍地調(diào)節(jié)溫度的目的。

1 串聯(lián)諧振加熱系統(tǒng)結(jié)構(gòu)與原理

1．1 串聯(lián)諧振加熱系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

串聯(lián)諧振加熱系統(tǒng)采用AC/DC/DC/AC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要由單相不可控整流、Boost升壓斬波、單相逆變和RLC諧振電路組成，其中諧振電路由串聯(lián)電容C和等效阻感負(fù)載RL構(gòu)成。具體如圖1所示。

圖1 串聯(lián)諧振加熱系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig．1 Structure diagram of series resonant heating system

圖1 中單相不可控整流如不加控制將使網(wǎng)側(cè)諧波很大，可另外配套有源濾波設(shè)備抑制諧波［8-9］，但增加了系統(tǒng)成本。本系統(tǒng)采用在不可控整流后加Boost的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，提高效率同時(shí)減少對(duì)電網(wǎng)的諧波污染而無(wú)需另外配套其他設(shè)備;DC/AC逆變部分將直流逆變?yōu)榻涣?，將該交流加與RLC諧振電路。

1．2 逆變和RLC諧振的結(jié)構(gòu)及原理

1．2．1 單相全橋逆變電路

通常逆變電路為了降低諧波常采用SPWM調(diào)制。采用SPWM調(diào)制可以降低諧波，使DC/AC逆變部分輸出正弦波，使電路能準(zhǔn)確的工作在諧振狀態(tài)。但與輸出方波控制相比采用SPWM開(kāi)關(guān)管頻率變高會(huì)使系統(tǒng)損壞增大。對(duì)單相逆變電路采用單極性調(diào)制可以適度降低開(kāi)關(guān)管頻率［10］。單極性SPWM的特點(diǎn)是:開(kāi)關(guān)次數(shù)少、損耗小和效率高。

1．2．2 RLC 諧振原理

由電工原理可知RLC串聯(lián)諧振電路振蕩頻率f0為:

由式(2)可知頻率不同時(shí)相位差也不同，由圖2(c)可知相位差越大，其頻率離諧振頻率點(diǎn)越遠(yuǎn)。

圖2 串聯(lián)諧振原理分析圖Fig．2 Analysis diagram of series resonance principle

當(dāng)電路發(fā)生諧振時(shí)，電路為阻性，即電流與電壓同相;電路中電流最大，輸出的功率也最大;電容和電感上的電壓相等且有可能大于電源電壓等。根據(jù)諧振電路的特性，判斷電路是否處于諧振方法有:通過(guò)檢測(cè)電流電壓相位是否相同進(jìn)行判斷;檢測(cè)電容和電感上的電壓是否相等;輸出功率是否最大等進(jìn)行判斷。這幾種判斷方式硬件電路都比較復(fù)雜。

加熱電路由于負(fù)載溫度的升高，其感值也發(fā)生變化，從而導(dǎo)致振蕩頻率也隨負(fù)載溫度的變化而變化。若要使加熱電路始終處于諧振狀態(tài)，逆變器輸出的頻率也要隨之變化。本系統(tǒng)的DC/AC逆變部分采用頻率跟蹤技術(shù)，使感應(yīng)加熱系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)。

1．3 頻率跟蹤及控制策略

1．3．1 頻率跟蹤

當(dāng)加熱工件溫度發(fā)生變化時(shí)，其等效電感也將隨之變化，導(dǎo)致電路處于非諧振狀態(tài)，頻率跟蹤技術(shù)用于解決該問(wèn)題。頻率跟蹤需要檢測(cè)電壓與電流兩者之間的相位差然后進(jìn)行控制，使電路始終處于諧振狀態(tài)。與其他并網(wǎng)逆變不同如文獻(xiàn)［11］所述，由于逆變器輸出電壓是由逆變器本身主動(dòng)控制產(chǎn)生，即輸出電壓過(guò)零處是已知的，可采用電壓過(guò)零處判斷電流信號(hào)是否為零進(jìn)行頻率跟蹤;也可采用硬件的過(guò)零比較電路測(cè)得電流的過(guò)零點(diǎn)。第一種方法為保證采集的電流精度，需增加濾波電路，這樣將導(dǎo)致較大相位滯后。所以本文采用第二種方法測(cè)得電流過(guò)零點(diǎn)，即將電流信號(hào)通過(guò)硬件過(guò)零比較電路，然后利用基于DSP28335的捕獲功能測(cè)得電流過(guò)零的時(shí)刻，與SPWM起始的時(shí)刻作差得到電流和電壓的相位差，依此調(diào)整SPWM的頻率對(duì)加熱系統(tǒng)進(jìn)行頻率跟蹤。調(diào)整SPWM頻率時(shí)，根據(jù)相位差的大小進(jìn)行變步長(zhǎng)控制，加快調(diào)節(jié)速度，減小震蕩，使感應(yīng)加熱系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)。

當(dāng)加熱系統(tǒng)參數(shù)隨溫度變化不是太大時(shí)可采用同步調(diào)制，當(dāng)加熱系統(tǒng)參數(shù)變化較大時(shí)可采用分段調(diào)制。對(duì)于同步調(diào)制即載波fc和調(diào)制波fr之比N保持不變。在同步調(diào)制方式中fc變化時(shí)N不變，在調(diào)制波一周期內(nèi)輸出脈沖數(shù)固定。

利用不對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法生成SPWM波，即在三角波的頂點(diǎn)和底點(diǎn)各個(gè)進(jìn)行一次采樣，由此在一個(gè)載波周期Tc內(nèi)采樣兩次使得輸出的脈寬波變化更接近于正弦波的變化規(guī)律，且諧波畸變率也大大降低［10］。其脈寬如式(3)所示:

ton=ton1+ton2(3)

式中M為調(diào)制度;N為調(diào)制比;i為SPWM指針，每一次中斷產(chǎn)生一個(gè)PWM波，對(duì)于不對(duì)稱(chēng)規(guī)則采樣法每次中斷i值加2。

基于DSP28335控制而言，當(dāng)采用同步調(diào)制時(shí)，可通過(guò)調(diào)節(jié)EPWM模塊中斷周期寄存器的值TPR對(duì)頻率進(jìn)行調(diào)節(jié)。利用捕獲單元對(duì)電流過(guò)零點(diǎn)進(jìn)行捕獲判斷，在產(chǎn)生每個(gè)PWM波的中斷周期內(nèi)，監(jiān)測(cè)捕獲中斷標(biāo)值為是否為1，當(dāng)檢測(cè)到中斷標(biāo)志時(shí)，可計(jì)算電壓與電流之間的相位差，根據(jù)相位差的大小，變步長(zhǎng)調(diào)節(jié)載波的周期寄存器TPR的值，提高了頻率跟蹤速度，減小頻率跟蹤時(shí)的震蕩。

假設(shè)第i=t次捕獲到電流過(guò)零標(biāo)志，而SPWM過(guò)零時(shí)i=0，則電壓與電流之間的相位差為:

式(4)中N為調(diào)制比。需要調(diào)節(jié)的步長(zhǎng)為:

式(5)中k為變步長(zhǎng)系數(shù)，針對(duì)諧振加熱系統(tǒng)，不同溫度時(shí)電感與等效電阻都在變化，因此k不是常數(shù)，可采用仿真加實(shí)驗(yàn)方法建立一個(gè)對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)庫(kù)，在編程時(shí)進(jìn)行調(diào)用。具體控制如圖3所示。

1．3．2 系統(tǒng)控制策略

本系統(tǒng)的溫度控制方法為:采用給定溫度與檢測(cè)溫度作差進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，其輸出控制SPWM的調(diào)制度，形成閉環(huán)調(diào)節(jié)被加熱物體的溫度，可達(dá)到寬范圍地調(diào)節(jié)溫度的目的。

同時(shí)在加熱系統(tǒng)中為提高電源的利用率，通過(guò)頻率跟蹤使其一直處于諧振狀態(tài)。其原理如圖4所示。

圖3 頻率跟蹤算法圖Fig．3 Frequency tracking algorithm

圖4 采用SPWM控制框圖Fig．4 SPWM control block diagram

2 系統(tǒng)軟硬件實(shí)現(xiàn)

2．1 系統(tǒng)組成

系統(tǒng)組成如圖5所示，前級(jí)功率因數(shù)校正部分，可采用專(zhuān)用控制芯片UC3854或其他控制器完成其控制功能。選擇不同的控制參數(shù)可使功率因數(shù)達(dá)到0．99以上，輸入電流波形畸變率小于5%，滿(mǎn)足國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)對(duì)諧波的要求。同時(shí)當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，該電路仍可使輸出電壓保持穩(wěn)定［10］。

圖5 系統(tǒng)組成框圖Fig．5 System composition block diagram

后級(jí)為逆變輸出部分，其頻率跟蹤采用TMS320F28335型號(hào)的DSP控制芯片產(chǎn)生PWM波控制電路中的開(kāi)關(guān)管。利用DSP捕獲電流過(guò)零點(diǎn)測(cè)得電流與電壓的相位差，根據(jù)相位差的大小進(jìn)行變步長(zhǎng)控制，快調(diào)節(jié)速度，減小震蕩，使感應(yīng)加熱系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài)。檢測(cè)溫度與給定溫度做差經(jīng)PI調(diào)節(jié)，改變SPWM的調(diào)制度使逆變器輸出電壓的大小改變，從而控制相應(yīng)功率的輸出，達(dá)到調(diào)節(jié)溫度的目的。

2．2 電流過(guò)零捕獲電路的設(shè)計(jì)

霍爾傳感器較互感器有精度高、線(xiàn)性度好、動(dòng)態(tài)性能好、工作頻帶寬、測(cè)量范圍大和過(guò)載能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，為提高電流過(guò)零捕獲的精度選用電流霍爾傳感器對(duì)電流進(jìn)行采集［12］。圖6為電流過(guò)零比較電路，由霍爾檢測(cè)的電流信號(hào)由XCAP1端輸入，經(jīng)過(guò)零電路比較后輸出相應(yīng)的同步方波信號(hào)，為進(jìn)一步防信號(hào)干擾，輸出的方波再經(jīng)過(guò)光隔電路后由COM1端輸出給DSP捕獲端CAP。

圖6 電流過(guò)零比較電路Fig．6 Current zero-crossing comparison circuit

圖6 中過(guò)零比較電路是以L(fǎng)M339N芯片為核心構(gòu)成的遲滯型過(guò)零比較器，通過(guò)R9引入正反饋，其中電壓閾值Uth為:

若選取R22=12 kΩ，R9=1 MΩ，比較器輸出電壓Uo為±15 V，則由式(5)計(jì)算閾值電壓Uth約為±0．2 V。

按以上參數(shù)對(duì)遲滯型過(guò)零比較器在TINA軟件中進(jìn)行仿真，其中輸入信號(hào)峰值為4 V、50 Hz的正弦波，其上疊加幅度為0．19 V的干擾信號(hào)，其輸出波形為方波。圖7(a)為遲滯型過(guò)零比較的波形圖，輸出信號(hào)過(guò)零處無(wú)抖動(dòng);圖7(b)為去掉R9后得到的波形圖，輸出信號(hào)過(guò)零處有抖動(dòng)。所以遲滯型過(guò)零比較器使輸出信號(hào)避免過(guò)零處的抖動(dòng)，提高了電路的抗干擾能力。

遲滯型過(guò)零比較器提高了抗干擾能力，但也會(huì)引起相位的滯后。

利用Uth可求得遲滯型過(guò)零比較器引起的相位延時(shí)。但實(shí)際電流隨不同加熱工況的不同其大小也在變化，所以只需增加AD采集實(shí)時(shí)計(jì)算輸入電流的大小即可得到遲滯型過(guò)零比較器引起的相位變化。將求得相位延遲加入式(5)即可補(bǔ)償過(guò)零比較器引起的相位延時(shí)。

圖7 過(guò)零比較波形圖Fig．7 Zero-crossing comparison waveform diagram

2．3 系統(tǒng)軟件流程

圖8 系統(tǒng)軟件流程圖Fig．8 Flow chart of system software

基于DSP28335實(shí)現(xiàn)的流程如圖8所示。主要有四部分組成，包括主程序、兩中斷服務(wù)程序和AD子程序。其中主程序主要完成系統(tǒng)初始化;中斷服務(wù)程序1主要完成SPWM波的產(chǎn)生和變步長(zhǎng)頻率跟蹤功能;中斷服務(wù)程序2主要檢測(cè)電流是否過(guò)零，然后決定標(biāo)志為是否置位(由于較為簡(jiǎn)單流程圖沒(méi)有給出);溫度調(diào)節(jié)子程序主要完成AD采集及溫度調(diào)節(jié)功能。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

根據(jù)上述分析搭建了樣機(jī)實(shí)驗(yàn)電路，控制器為T(mén)MS320F28335;檢測(cè)電路采用電流霍爾，開(kāi)關(guān)器件選用集成了驅(qū)動(dòng)電路的FSAM30SH60A，控制器與開(kāi)關(guān)器件之間加入6N137光隔電路。主電路電路參數(shù)為:R=6 Ω 電感分別為 L=7．8 mH 和 L=8．7 mH;C=10 μF。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。

圖9 頻率跟蹤波形圖Fig．9 Frequency tracking waveform diagram

圖9 (a)、圖9(b)分別為 L=7．8 mH 和 L=8．7 mH時(shí)頻率跟蹤的效果波形圖，其中電壓為50 V/每格，電流為5 A/每格。理論諧振頻率L=7．8 mH時(shí)為570 Hz，實(shí)測(cè)頻率570．5 Hz，電流為 4．26 A;理論諧振頻率 L=8．7 mH 時(shí)為539．8 Hz，實(shí)測(cè)頻率 578．1 Hz，電流為 4．27 A。從跟蹤效果看在電感發(fā)生變化時(shí)頻率跟蹤準(zhǔn)確，電流基本保持不變，即電路處于諧振狀態(tài)。

4 結(jié)束語(yǔ)

采用AC/DC/DC/AC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，前級(jí)采用單相不可控整流加Boost的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)APFC功能，提高效率同時(shí)減少對(duì)電網(wǎng)的諧波污染;DC/AC逆變部分利用DSP捕獲電流過(guò)零點(diǎn)測(cè)得電流與電壓的相位差，根據(jù)相位差的大小進(jìn)行變步長(zhǎng)控制，加快調(diào)節(jié)速度，減小震蕩，使感應(yīng)加熱系統(tǒng)工作在諧振狀態(tài);通過(guò)調(diào)節(jié)調(diào)制度調(diào)節(jié)輸出的功率，達(dá)到調(diào)節(jié)溫度的目的;基于TMS320F28335等搭建了樣機(jī)電路對(duì)所采用的方法進(jìn)行了驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，隨著電感變化時(shí)逆變器輸出頻率能及時(shí)跟蹤，使電路始終處于諧振狀態(tài)，跟蹤頻率與理論頻率的誤差小于1 Hz。從而驗(yàn)證了所采用的控制算法可行性，為實(shí)際感應(yīng)加熱系統(tǒng)的設(shè)計(jì)提供了一種可行的方法。