(中南大學(xué)物理與電子學(xué)院,湖南長沙 410083)

有源矩陣有機(jī)發(fā)光顯示(Active Matrix Organic Light-Emitting Display,AMOLED)有望成為下一代的主流顯示[1]。這是因?yàn)锳MOLED具有對(duì)比度高、響應(yīng)速度快、寬視角等優(yōu)點(diǎn)[2-3]。但是迄今為止,大尺寸、高分辨率的AMOLED顯示面板仍然難于大規(guī)模量產(chǎn)。這是因?yàn)橛糜贏MOLED顯示的背板技術(shù)還遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能滿足需求[4]。

最近幾年來,銦鎵鋅氧化物(Indium-Gallium-Zinc Oxide,IGZO)薄膜晶體管的發(fā)展極為迅速。IGZO TFT的發(fā)展有望促成大尺寸、高分辨率AMOLED顯示屏的商業(yè)化[5-6]。這是因?yàn)?與氫化非晶硅(Hydrogenated Amorphous Silicon,a-Si∶H)和(Polycrystalline Silicon,poly-Si)多晶硅薄膜晶體管相比,IGZO TFT的優(yōu)勢突出。IGZO TFT的優(yōu)點(diǎn)包括:遷移率高、穩(wěn)定性高、大面積制備時(shí)均勻性好等[7-9]。然而,研究表明,當(dāng)IGZO TFT工作在長時(shí)間的偏壓下,閾值電壓(Threshold Voltage,VTH)仍然會(huì)發(fā)生漂移[10-11]。此外,整個(gè)顯示面板上VTH和載流子遷移率的非均勻性也是不可避免的。AMOLED顯示面板的質(zhì)量也會(huì)因此受到嚴(yán)重的影響[12]。對(duì)于IGZO TFT AMOLED面板的實(shí)現(xiàn)來說,如何補(bǔ)償VTH的漂移以及載流子遷移率的非均勻性問題仍然十分必要[13]。

本文提出了一種新穎的電壓編程型的AMOLED像素電路,通過放電法提取IGZO TFT的閾值電壓。同時(shí)為了簡化像素電路的結(jié)構(gòu),采用發(fā)光控制線控制開關(guān)管Ts。在補(bǔ)償階段數(shù)據(jù)線上的低電平輸入到驅(qū)動(dòng)管TD的源極,同時(shí)開關(guān)管Ts也被關(guān)斷。在發(fā)光階段數(shù)據(jù)線上輸出高電平Ts被打開。本文提出的像素電路結(jié)構(gòu)簡單,既能夠補(bǔ)償閾值電壓的漂移,同時(shí)也能夠補(bǔ)償遷移率的漂移。

1 像素電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 像素電路結(jié)構(gòu)

提出的像素電路及其時(shí)序如圖1的(a)和(b)所示。單個(gè)像素單元是由3個(gè)開關(guān)管TFT(T1、T2和Ts),1個(gè)驅(qū)動(dòng)管 TD和1個(gè)存儲(chǔ)電容 Cs組成。OLED器件和開關(guān)管Ts、驅(qū)動(dòng)管TD串聯(lián)在一起,在發(fā)光階段為像素電路提供不同的灰階所需要的發(fā)光電流。開關(guān)管T1和Ts在初始化階段被用作復(fù)位驅(qū)動(dòng)管TD的柵極電壓VG。開關(guān)管T1和T2的柵極同時(shí)連接行掃描信號(hào)VSCAN。開關(guān)管T1在補(bǔ)償階段同時(shí)作為TD柵極電壓VG的放電路徑。數(shù)據(jù)電壓VDATA通過開關(guān)管T2輸入到驅(qū)動(dòng)管TD的源極。

圖1 (a)本文提出的AMOLED像素電路及其(b)工作時(shí)序Fig.1 Theproposed AMOLED driving method with pixel circuit(a),timing diagram(b)

如圖1(b)圖所示,VSCAN的電壓值VGH和VGL分別控制開關(guān)管的打開和關(guān)斷。VDD的電壓值VDD_H和VDD_L分別為發(fā)光階段和非發(fā)光階段電源線VDD的值。VH和VL分別是發(fā)光控制線VEM的高低電平值。值得說明的是在編程階段數(shù)據(jù)線VDATA上的值為負(fù)值。接下來將詳細(xì)介紹像素電路的工作過程。

初始化階段:VSCAN、VEM和VDATA分別為VGH、VH和VREF,VDD為VDD_L。因?yàn)閂REF要大于VDD_L,所以在這個(gè)階段所有的開關(guān)管(T1,T2和Ts)都處于打開狀態(tài)。AMOLED顯示面板上所有像素驅(qū)動(dòng)管TD的柵極都會(huì)被初始化一個(gè)電壓值VDD_L。同時(shí)數(shù)據(jù)線上的電壓值VREF要小于OLED的開啟電壓。相應(yīng)地,OLED在初始化階段不會(huì)發(fā)光。

編程階段:VEM為低電平VL,Ts關(guān)閉。掃描信號(hào)線上的電壓值VSCAN是逐行產(chǎn)生的,數(shù)據(jù)電壓VDATA的值通過T2輸入到驅(qū)動(dòng)管TD的源極,因?yàn)閿?shù)據(jù)電壓VDATA的值為負(fù)值,因此OLED在這個(gè)階段也不會(huì)發(fā)光,這就相應(yīng)地提高了發(fā)光面板的對(duì)比度。開關(guān)管T1打開,驅(qū)動(dòng)管柵極上儲(chǔ)存的電荷將會(huì)通過柵漏短接的驅(qū)動(dòng)管TD進(jìn)行放電。在編程階段結(jié)束時(shí),驅(qū)動(dòng)管TD的柵極電壓值等于數(shù)據(jù)電壓VDATA和驅(qū)動(dòng)管TD的閾值電壓值之和。由于驅(qū)動(dòng)管TD工作在飽和區(qū),其柵極電壓值VG放電的瞬態(tài)響應(yīng)可以表達(dá)為(1)式。

式中:μFE,CI分別為驅(qū)動(dòng)管TD的載流子遷移率和單位面積柵氧化層電容;CG是節(jié)點(diǎn)G的總電容,包括存儲(chǔ)電容Cs和相鄰的TFTs寄生電容值;WD和LD分別為驅(qū)動(dòng)管的溝道寬度和溝道長度;VDD_L是電源線VDD的低電平值,VDATA是數(shù)據(jù)線的電壓值。通過對(duì)等式(1)進(jìn)行積分可以得到等式(2)。

式中:t0和t1分別是放電過程的開始和結(jié)束時(shí)間。等式的第二和第三項(xiàng)都與驅(qū)動(dòng)管TD的閾值電壓VTH和載流子遷移率有關(guān)。也即,VTH值增大或者是載流子遷移率的值減小,放電電流將會(huì)減小,放電結(jié)束時(shí)驅(qū)動(dòng)管TD的柵極將會(huì)保留一個(gè)較大的柵極電壓值VG。因此,這里形成了一個(gè)負(fù)反饋來保持OLED像素電流的穩(wěn)定性。

發(fā)光階段:所有像素的掃描信號(hào)VSCAN都變?yōu)榈碗娖?因此,T1和T2都關(guān)斷,驅(qū)動(dòng)管的柵極節(jié)點(diǎn)G處于懸浮狀態(tài)。發(fā)光控制線VEM和電源線VDD分別變?yōu)閂H和VDD_H。根據(jù)電荷守恒定律,發(fā)光階段節(jié)點(diǎn)G的電壓值V′G可以表達(dá)為式(3)。

式中:CGP和CGI是驅(qū)動(dòng)管TD的寄生電容和柵極絕緣層電容。因?yàn)镃GP和CGI遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于存儲(chǔ)電容Cs,因此,等式(3)可以簡化為式(4)。

則發(fā)光階段流過OLED的電流值如(5)式所示。

式中:VOLED是發(fā)光階段OLED的陽極電壓值;ΔVDD是VDD_H和VDD_L之間的差值。如式(5)所示,發(fā)光階段流過OLED的電流值IOLED和數(shù)據(jù)電壓VDATA是二次函數(shù)的關(guān)系,因此,可以調(diào)節(jié)數(shù)據(jù)電壓VDATA的值來編程一個(gè)較大的OLED電流范圍。式(5)顯示IOLED電流值幾乎和驅(qū)動(dòng)管TD的閾值電壓VTH無關(guān),因此,驅(qū)動(dòng)管TD閾值電壓的漂移可以得到很好的補(bǔ)償。除此之外,式(5)括號(hào)內(nèi)的第三項(xiàng)顯示,發(fā)光階段IOLED的電流值和驅(qū)動(dòng)管TD的載流子遷移率呈負(fù)相關(guān),因此,該像素電路也能夠補(bǔ)償載流子遷移率的分散性。

式(2)證實(shí)VTH的提取過程需要一個(gè)編程時(shí)間TP,如果TP足夠長,編程階段結(jié)束時(shí)VG的值會(huì)越接近VDATA+VTH。因此,這里引入一個(gè)影響因子k來評(píng)估VG與VDATA+VTH的接近程度。此時(shí),VG可以表達(dá)為式(6)

其中,0＜k＜1。當(dāng)k的值為0時(shí),VTH的提取達(dá)到理想值,也即VG=VDATA+VTH。結(jié)合式(2)和式(6),可以得到式(7)。由此,可以推導(dǎo)出編程時(shí)間TP的最小值。

假定驅(qū)動(dòng)管TD的載流子遷移率為10 cm2/(V·s),k的值為0.1,編程時(shí)間TP的值接近4 μs。對(duì)于同時(shí)發(fā)光的驅(qū)動(dòng)模式,一幀時(shí)間TF內(nèi)的發(fā)光時(shí)間TE可以表達(dá)為TE=Tf-TP·N,其中N為發(fā)光面板的行數(shù)。在這種條件下,對(duì)于高清(High Definition,HD)的顯示面板來說,一幀時(shí)間內(nèi)的有效發(fā)光時(shí)間TE將大于12 ms。

2 仿真分析

采用Smart Spice對(duì)提出的像素電路進(jìn)行了仿真以驗(yàn)證該方案的可行性。表1給出了仿真器件參數(shù)。在VTH提取階段VDD_L的值為0 V,發(fā)光階段VDD_H的值為15 V。其他的信號(hào)電壓值如表1所示。

表1 像素電路仿真參數(shù)Tab.1 Parameters of the proposed pixel circuit

圖2示意了當(dāng)編程階段的數(shù)據(jù)電壓VDATA=-4 V時(shí),VG和IOLED的瞬態(tài)響應(yīng)。在0～5 μs的初始化階段VG獲得一個(gè)約為0 V的初始化電壓值,5～25 μs編程階段,VG放電來進(jìn)行閾值電壓的檢測,25 μs以后發(fā)光階段VG耦合到一個(gè)較高的電壓值驅(qū)動(dòng)OLED發(fā)光。25 μs以后IOLED的值由0 μA變?yōu)?.2 μA,OLED進(jìn)入發(fā)光階段。

圖2 VG、IOLED、VDATA瞬態(tài)響應(yīng)Fig.2 The transient waveform of VG,IOLEDand VDATA

圖3示意了當(dāng)驅(qū)動(dòng)管的閾值電壓VTH漂移0,1,2 V,編程時(shí)間TP分別為4和20 μs時(shí),VG的瞬態(tài)響應(yīng)?？梢钥吹絍G的增長和ΔVTH呈現(xiàn)線性的關(guān)系。因此,IOLED的值幾乎和VTH的漂移無關(guān)。并且即使當(dāng)編程時(shí)間TP只有4 μs時(shí),VTH的提取仍然能夠達(dá)到一個(gè)很高的精確值,這也驗(yàn)證了式(7)的正確性。然而,如果編程時(shí)間TP進(jìn)一步減小,OLED的電流值將會(huì)發(fā)生退化。

圖3 VTH漂移時(shí) VG的瞬態(tài)響應(yīng)(a)TP=4 μs;(b)TP=20 μsFig.3 Transient waveform of IOLEDwith VTHshift of TDfor programming time of 4 μs(a),and 20 μs(b)

圖4 (a)、(b)分別示意了當(dāng)閾值電壓發(fā)生漂移時(shí),傳統(tǒng)的2T1C像素電路和本文提出的像素電路IOLED電流值的對(duì)比。當(dāng)驅(qū)動(dòng)管閾值電壓漂移2 V時(shí),傳統(tǒng)的2T1C型像素電路OLED電流的退化超過70%。本文提出的像素電路,當(dāng)驅(qū)動(dòng)管閾值電壓漂移2 V時(shí),OLED電流的誤差率可以降低到5%。此外,本文提出的像素電路OLED電流值與數(shù)據(jù)電壓VDATA的關(guān)系和傳統(tǒng)的2T1C型像素電路一樣簡單,因此,提出的像素電路的功耗也會(huì)很低,并且外部驅(qū)動(dòng)電路也能夠得到簡化。

圖4 VTH漂移時(shí)IOLED和VDATA之間的關(guān)系(a)2T1C像素電路;(b)提出的像素電路Fig.4 The evolution of IOLEDversus VDATAfor VTHshift,with 2T1C pixel(a),and the proposed pixel circuit(b)

圖5 (a)、(b)示意了當(dāng)驅(qū)動(dòng)管載流子遷移率發(fā)生漂移時(shí),2T1C像素電路和本文提出的像素電路的電流誤差率。圖5(a)可以看出,當(dāng)驅(qū)動(dòng)管載流子遷移率分別漂移15%和30%時(shí),2T1C型像素電路OLED電流的誤差率分別為7%和12%。(b)圖所對(duì)應(yīng)的本文提出的像素電路,驅(qū)動(dòng)管載流子遷移率分別漂移30%和15%時(shí),OLED電流誤差率可以抑制到9%和7%。提升的載流子遷移率補(bǔ)償效率和前面推導(dǎo)的OLED電流表達(dá)式(5)十分吻合。

圖5 載流子遷移率的分散性導(dǎo)致的OLED電流誤差率(a)2T1C像素電路;(b)提出的像素電路Fig.5 The evolution of ΔIOLEDerror ratio versus VDATAfor mobility variations with the 2T1C pixel circuit(a),and the proposed pixel circuit(b)

表2示意了本電路與Nathan提出的像素電路的對(duì)比[14]。當(dāng)驅(qū)動(dòng)管的閾值電壓漂移或者載流子遷移率變化時(shí),本文的像素電路電流誤差率均更小。對(duì)于全高清(Full High Definition,FHD)的AMOLED顯示面板,所提出的像素電路功耗也遠(yuǎn)小于Nathan的方案。這主要是因?yàn)镹athan.A的方案在初始化階段OLED也會(huì)發(fā)光所導(dǎo)致的。因此本文的像素電路相對(duì)于傳統(tǒng)的補(bǔ)償方案不僅可以提高補(bǔ)償精度,而且還具有低功耗的優(yōu)點(diǎn)。

值得注意的是,本文的研究結(jié)果是基于底柵非自對(duì)準(zhǔn)的IGZO TFT,其具有較大的寄生電容效應(yīng)。這些寄生電容會(huì)影響到像素電路對(duì)于閾值電壓的漂移和遷移率退化的精度,即式(3)并不能完全簡化為式(4)。在采用頂柵自對(duì)準(zhǔn)IGZO TFT等先進(jìn)工藝之后,由于柵極-源極和柵極-漏極之間寄生電容的顯著減小,像素電路的補(bǔ)償精度將進(jìn)一步提高。

表2 Nathan的像素電路方案和本文提出的像素電路方案的對(duì)比Tab.2 The comparison between the pixel circuit scheme proposed by Nathan and this paper

3 結(jié)論

本文提出了一種新穎的電壓編程型的AMOLED像素電路,通過放電法提取IGZO TFTs的閾值電壓,提出的像素電路既能夠補(bǔ)償閾值電壓的漂移,同時(shí)也能夠補(bǔ)償載流子遷移率的漂移。本文將提出的像素電路與傳統(tǒng)的2T1C像素電路進(jìn)行了對(duì)比分析。驅(qū)動(dòng)管閾值電壓的漂移和載流子遷移率的分散性引起的OLED電流誤差補(bǔ)償效果都得到了很好的提升。仿真結(jié)果驗(yàn)證了提出的像素電路適用于高分辨率的AMOLED顯示面板。