，

( 1. 西安電子科技大學(xué)通信工程學(xué)院， 陜西西安 710071； 2. 中國電子科技集團(tuán)公司航天信息應(yīng)用技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 河北石家莊 050081)

0 引言

完全單一功能的系統(tǒng)已不能迎合現(xiàn)代信息化戰(zhàn)爭(zhēng)的需求，為了使作戰(zhàn)平臺(tái)整體攻防實(shí)力得到提升，需要配備各種功能的電子設(shè)備，這將導(dǎo)致系統(tǒng)龐大、操作復(fù)雜、相互電子干擾等。為解決該問題，許多學(xué)者提出多功能的電子系統(tǒng)一體化，如美軍2005年完成的多功能射頻實(shí)驗(yàn)平臺(tái)[1-2]實(shí)現(xiàn)了射頻前端的一體化集成。對(duì)于雷達(dá)和通信的一體化概念，實(shí)際是設(shè)計(jì)具備信息傳輸和目標(biāo)測(cè)量功能的綜合性系統(tǒng)，既滿足常規(guī)探測(cè)功能，又能夠進(jìn)行信息交互。

針對(duì)雷達(dá)與通信一體化的理論研究不在少數(shù)。最簡單的是分時(shí)體制[3]，通過預(yù)先分配雷達(dá)和通信時(shí)隙，在掃描到通信或雷達(dá)時(shí)隙段時(shí)，轉(zhuǎn)入相應(yīng)的工作模式；這種一體化方案雖然容易實(shí)現(xiàn)，但系統(tǒng)模式固定，雷達(dá)和通信不能同時(shí)進(jìn)行。當(dāng)前研究更傾向于設(shè)計(jì)一體化共享波形，研究最多的就是以線性調(diào)頻(LFM)信號(hào)作為雷達(dá)探測(cè)信號(hào)、BPSK或MSK信號(hào)作為通信信號(hào)[4-5]，在發(fā)送端通過調(diào)制器將通信信號(hào)調(diào)制到雷達(dá)信號(hào)上，接收端通過一定的分離算法實(shí)現(xiàn)信號(hào)分離?；贚FM信號(hào)的雷達(dá)通信一體化雖然實(shí)現(xiàn)了波形共享，但存在雷達(dá)和通信信號(hào)相互占用功率的問題[6]，且接收端分離算法復(fù)雜。近幾年，有學(xué)者提出正交頻分復(fù)用(OFDM)雷達(dá)通信一體化，OFDM作為4G通信的關(guān)鍵技術(shù)，有高的頻譜效率和良好的抗干擾特性；同時(shí)因其截獲率低等特點(diǎn)，在雷達(dá)探測(cè)領(lǐng)域有重要的研究價(jià)值。文獻(xiàn)[7-8]就設(shè)計(jì)了在多個(gè)OFDM脈沖間隙內(nèi)實(shí)現(xiàn)通信功能的一體化模式，并提出了一種高分辨的目標(biāo)距離速度聯(lián)合估計(jì)方法。文獻(xiàn)[9]則研究了基于波束掃描以及壓縮感知的OFDM雷達(dá)通信一體化信號(hào)處理方法。另外，OFDM信號(hào)存在峰均功率比(PAPR)較高的問題[10]，目前研究較多的是采用分組格雷編碼[11]或限幅法[12-13]等傳統(tǒng)方法來抑制，但都有一定的局限。

針對(duì)以上問題，本文提出一種新的OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)方案。為了抑制OFDM信號(hào)的高峰均功率比，在生成一體化信號(hào)過程中加入DFT預(yù)編碼以及交織式子載波映射(IFDMA)處理過程，使一體化信號(hào)的包絡(luò)恒定。同時(shí)本文給出一體化系統(tǒng)信號(hào)處理方案，通過仿真分析，本文提出的OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)性能更優(yōu)異。

1 系統(tǒng)模型

本文所提出的OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)模型如圖1所示，系統(tǒng)分為發(fā)射端、通信接收端和雷達(dá)接收端三個(gè)部分。進(jìn)行雷達(dá)探測(cè)或通信傳輸時(shí)，將通信數(shù)據(jù)在發(fā)射端經(jīng)過編碼、調(diào)制、DFT預(yù)編碼、子載波映射以及IFFT變換等，生成一體化共享信號(hào)發(fā)射出去。

圖1 恒包絡(luò)OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)

雷達(dá)接收端接收到目標(biāo)反射的回波信號(hào)后，通過估計(jì)信號(hào)的多普勒頻偏計(jì)算目標(biāo)速度，并對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻偏補(bǔ)償；然后，利用OFDM信號(hào)的時(shí)頻特性，先后對(duì)信號(hào)分別在時(shí)域和頻域處理，估計(jì)精準(zhǔn)的回波時(shí)延，得到目標(biāo)距離。通信接收端在對(duì)接收信號(hào)預(yù)處理后，依次進(jìn)行FFT變換、解映射、IDFT變換、解調(diào)制以及譯碼等，獲得通信信息，完成信息傳輸。

2 恒包絡(luò)OFDM信號(hào)

雷達(dá)發(fā)射系統(tǒng)功放有很強(qiáng)的非線性作用，會(huì)對(duì)OFDM這種高PAPR的發(fā)射信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的失真。本文提出通過DFT預(yù)編碼以及IFDMA映射實(shí)現(xiàn)發(fā)射信號(hào)的包絡(luò)恒定，使OFDM信號(hào)PAPR恒為1。處理過程為：在OFDM信號(hào)產(chǎn)生過程中，子載波調(diào)制后，做一次M點(diǎn)DFT預(yù)編碼(M為系統(tǒng)實(shí)際使用的子載波數(shù))，再將M路信號(hào)映射到N路子載波上(N為系統(tǒng)子載波總數(shù)，N=nM，n=1，2，3，…)，映射方式為交織式映射，即IFDMA。映射示意圖如圖2所示，圖中X1，…，XM表示DFT預(yù)編碼后的M路信號(hào)，Y1，…，YN表示映射到N路子載波上的信號(hào)。

圖2 交織式子載波映射方式

對(duì)于DFT預(yù)處理和IFDMA后的OFDM系統(tǒng)，簡單來看是進(jìn)行DFT和IFFT變換后，兩次變換互逆，相互抵消。變換后符號(hào)周期變短，在頻域上所占的頻帶變寬，所以峰值功率不會(huì)太大。另外，信號(hào)經(jīng)過IFDMA后能夠在每個(gè)采樣點(diǎn)上保持輸入符號(hào)值不變，故利用DFT預(yù)編碼和IFDMA映射處理后的OFDM一體化信號(hào)，能夠?qū)崿F(xiàn)信號(hào)包絡(luò)恒定的目的。

3 雷達(dá)信號(hào)處理

假設(shè)系統(tǒng)發(fā)射端的OFDM一體化發(fā)送信號(hào)為

式中，N為系統(tǒng)子載波總數(shù)目，T為OFDM符號(hào)周期。假設(shè)信號(hào)經(jīng)過空間無線信道，則雷達(dá)接收端接收信號(hào)為

y(t)=α·s(t-τ)·exp(j2πfdt)+w(t)

(2)

式中，α表示幅度衰減因子，其大小由雷達(dá)方程決定，τ表示信號(hào)時(shí)延，fd表示由于目標(biāo)移動(dòng)引起的多普勒頻偏，w(t)表示高斯白噪聲。

接收端對(duì)信號(hào)以采樣間隔Ts=T/N進(jìn)行采樣，采樣后信號(hào)表示為

y(n)=y(kTs)=α·s(kTs-ΔτTs)·

exp(j2πfdkTs)+w(n)

(3)

式中，ΔτTs表示不到一個(gè)采樣時(shí)間間隔長度的時(shí)延，即小數(shù)倍采樣時(shí)延。

3.1 雷達(dá)測(cè)速算法

本文通過測(cè)量多普勒頻移來估計(jì)目標(biāo)移動(dòng)速度，由式(3)可知，采樣后的信號(hào)中小數(shù)時(shí)延與多普勒頻偏同時(shí)存在，二者相互影響。本文首先采用時(shí)延頻率二維聯(lián)合搜索進(jìn)行小數(shù)時(shí)延和多普勒頻偏的粗估計(jì)，再通過測(cè)量多普勒引起的相位偏移進(jìn)行頻偏精估計(jì)。

以固定間隔的頻偏和小數(shù)時(shí)延構(gòu)造本地搜索信號(hào)組，即

Lm(n)=s(kTs-ΔτiTs)·exp(j2πfjkTs)

m=1，2，3，…

(4)

式中，Δτi∈[0，1)，fj∈[0，fdmax]。

將構(gòu)造的Lm(n)分別與采樣后的回波信號(hào)y(n)進(jìn)行相關(guān)搜索，檢測(cè)使相關(guān)峰值達(dá)到最大頻偏和時(shí)延，即為接收信號(hào)多普勒頻偏和小數(shù)時(shí)延的粗估計(jì)。

(5)

得到粗估計(jì)值后，對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行粗補(bǔ)償，補(bǔ)償完的信號(hào)可以準(zhǔn)確獲得符號(hào)的定時(shí)，并以此為信號(hào)起始點(diǎn)，進(jìn)行多普勒頻率的精估計(jì)。

構(gòu)造發(fā)送信號(hào)的復(fù)共軛因子fe(n)為

fe(n)=s*(n)/|s(n)|2

(6)

將接收信號(hào)y(n)與fe(n)相乘，去除接收信號(hào)中發(fā)送符號(hào)的影響，得到只含有剩余多普勒頻偏fd2的復(fù)信號(hào)y1(n)為

y1(n)=y(n)·fe(n)=

c0exp(-j2πfd2nTs)+w1(n)

(7)

式中，c0為常數(shù)，w(n)和w1(n)為高斯白噪聲。將y1(n)每間隔L點(diǎn)共軛相乘后累加，得

conj(c0exp[-j2πfd2(l+L)Ts])=

c1exp(j2πfd2LTs)

(8)

取y2(n)相位，即可由固定相位偏移計(jì)算得到多普勒頻偏的精確估計(jì)值為

(9)

因此，雷達(dá)探測(cè)目標(biāo)的速度估計(jì)值為

式中，λ為發(fā)射電磁波波長。

3.2 雷達(dá)測(cè)距算法

本文結(jié)合相關(guān)處理和相位測(cè)量進(jìn)行目標(biāo)距離估計(jì)，首先在時(shí)域利用相關(guān)處理進(jìn)行距離粗估計(jì)，而后變換到頻域，測(cè)量由時(shí)延在頻域引起的OFDM子載波間的固定相位偏差進(jìn)行距離精確估計(jì)，實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)測(cè)距。

將回波信號(hào)與本地發(fā)送的一體化發(fā)送信號(hào)進(jìn)行時(shí)域相關(guān)，即

令

(13)

得到整數(shù)時(shí)延后，從發(fā)送信號(hào)起始點(diǎn)，對(duì)接收數(shù)據(jù)和本地發(fā)送數(shù)據(jù)分別進(jìn)行FFT變換，得到頻域數(shù)據(jù)Yi和Si，i=0，1，…，N-1，令

得到W的相位為

小數(shù)倍采樣時(shí)延τf會(huì)對(duì)OFDM信號(hào)子載波在頻域上引起相位的偏移，所以在接收信號(hào)中第i+Δ個(gè)子載波與第i個(gè)子載波相位偏移的差值為

(17)

結(jié)合式(16)和式(17)，可得到小數(shù)倍采樣時(shí)延的估計(jì)值為

(19)

式中，c為自由空間中電波的傳播速度。

4 性能仿真分析

為了驗(yàn)證本文所提的恒包絡(luò)OFDM雷達(dá)通信一體化方案的可行性及其性能，根據(jù)以上理論分析，利用Matlab軟件對(duì)文中所述系統(tǒng)方案進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)。在相同的仿真環(huán)境和參數(shù)設(shè)置下，將本文所提的系統(tǒng)和現(xiàn)有文獻(xiàn)研究較多的基于LFM的兩種雷達(dá)通信一體化方案進(jìn)行了性能對(duì)比。本次仿真實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)參數(shù)為：系統(tǒng)帶寬10 MHz，采樣頻率10 MHz，OFDM子載波數(shù)1 024個(gè)，實(shí)際使用子載波數(shù)512個(gè)，子載波交織式映射因子Q為2，通信數(shù)據(jù)子載波調(diào)制方式為BPSK/QPSK，信道編碼為卷積碼，雷達(dá)發(fā)射功率為1 kW，發(fā)射載頻為10 GHz，發(fā)送/接收天線增益為25 dB，目標(biāo)反射截面積為1 m2，信道模型為AWGN信道，噪聲大小為-174 dBm/Hz。

實(shí)驗(yàn)仿真驗(yàn)證了OFDM雷達(dá)通信一體化信號(hào)的恒包絡(luò)性能，圖3為OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)發(fā)射信號(hào)的時(shí)域波形仿真圖，可見經(jīng)過DFT預(yù)編碼以及使用交織式子載波映射處理后，信號(hào)包絡(luò)恒定，OFDM信號(hào)PAPR為1。

圖3 OFDM雷達(dá)通信一體化發(fā)射波形

針對(duì)一體化系統(tǒng)的性能，實(shí)驗(yàn)仿真了系統(tǒng)在不同雷達(dá)探測(cè)距離或通信傳輸距離下，雷達(dá)的測(cè)距測(cè)速精度(用均方根誤差RMSE衡量)和通信誤碼率(BER)。不同距離下雷達(dá)接收端或通信接收端接收的信號(hào)功率由雷達(dá)方程或通信方程決定，不同距離對(duì)系統(tǒng)性能的影響體現(xiàn)在接收信噪比(SNR)上，距離越遠(yuǎn)，接收信噪比越低。圖4～圖6所示為在上述仿真條件下，文獻(xiàn)所提基于LFM信號(hào)的兩種雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)和本文所提OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)的性能比較。

圖4 一體化系統(tǒng)測(cè)距精度

圖5 一體化系統(tǒng)測(cè)速精度

圖6 一體化系統(tǒng)通信誤碼率

圖4和圖5給出了所測(cè)距離在10～1 000 km之間3種一體化系統(tǒng)測(cè)距、測(cè)速方案的RMSE曲線。圖4中，由于LFM-BPSK和LFM-MSK兩種雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)距離估計(jì)方法都為相關(guān)處理，本系統(tǒng)結(jié)合頻域相位測(cè)量，大大提升了測(cè)距精度，在近距離探測(cè)中，其測(cè)距精度達(dá)到厘米級(jí)別。圖5中，由于本文采用時(shí)延頻率二維聯(lián)合搜索粗估計(jì)以及相偏法精估計(jì)，仿真結(jié)果顯示，其測(cè)速精度遠(yuǎn)高于其他兩種一體化系統(tǒng)測(cè)速方案，其測(cè)速精度維持在米每秒以下。圖6是通信誤碼率的比較，其中本文所提OFDM一體化系統(tǒng)采用兩種子載波調(diào)制方式。當(dāng)使用QPSK調(diào)制時(shí)，其誤碼率比LFM-MSK系統(tǒng)低，在距離較近(信噪比較高)時(shí)誤碼性能不如LFM-BPSK系統(tǒng)；而使用BPSK調(diào)制時(shí)，其通信性能最優(yōu)。

5 結(jié)束語

文中提出了一種恒包絡(luò)的OFDM雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)模型，在一體化信號(hào)生成過程中加入DFT預(yù)編碼和IFDMA處理，使OFDM信號(hào)包絡(luò)恒定。另外，針對(duì)一體化系統(tǒng)信號(hào)處理方法，提出了結(jié)合時(shí)延頻率二維搜索和時(shí)域相位測(cè)量提升雷達(dá)的測(cè)速精度；利用OFDM信號(hào)時(shí)頻特性實(shí)現(xiàn)目標(biāo)距離的高精度測(cè)量。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，無論是通信性能，還是探測(cè)性能，該系統(tǒng)都有一定的優(yōu)勢(shì)。