周 興,葉益迭,夏樺康,施 閣

(寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,浙江 寧波 315211)

隨著無線傳感網(wǎng)絡(luò)的發(fā)展[1-2],采用干電池供電的無線傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點存在體積大、續(xù)航時間受限、特定環(huán)境下電池更換困難、以及電池處理不當(dāng)易造成環(huán)境污染等問題[3-4]。近年來,環(huán)境能量俘獲作為一種有望解決無線傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點終身供電問題的潛在技術(shù),已經(jīng)引起了人們的廣泛關(guān)注[5-8]。振動能量在環(huán)境中分布范圍廣,能量密度高,因此可以通過俘獲環(huán)境中的振動能量來為無線傳感網(wǎng)絡(luò)節(jié)點供電[4]。與其他振動能量收集裝置相比,壓電式裝置具有結(jié)構(gòu)簡單、能量轉(zhuǎn)換效率高、無電磁干擾、易于微型化等優(yōu)點,因此被廣泛應(yīng)用在環(huán)境振動能量俘獲系統(tǒng)中[5-6]。

圖1為壓電振動能量俘獲系統(tǒng)的典型架構(gòu)。壓電振動能量轉(zhuǎn)換裝置將環(huán)境振動能轉(zhuǎn)換為交流電能,整流器將交流電轉(zhuǎn)換為直流電。第3級中的電壓變換模塊用于調(diào)節(jié)直流電壓,提高電壓品質(zhì),以滿足負(fù)載需求。壓電振動能量俘獲系統(tǒng)的效率主要取決于整流器及電壓變換的效率。因此,提高整流器的工作效率對于壓電振動能量俘獲系統(tǒng)而言至關(guān)重要。

圖1 壓電振動能量俘獲系統(tǒng)框圖

文獻(xiàn)[9]對傳統(tǒng)全橋整流電路、同步開關(guān)電路(SSHI)與并聯(lián)電感同步開關(guān)電路(P-SSHI)進(jìn)行了對比分析,發(fā)現(xiàn)采用P-SSHI電路比其他兩種電路的能量俘獲效率高。文獻(xiàn)[10]對同步電荷提取(SCE)技術(shù)和P-SSHI電路的輸出功率進(jìn)行比較,發(fā)現(xiàn)P-SSHI電路的平均輸出功率是SCE電路的1.6倍。相比其他幾種壓電能量俘獲電路,P-SSHI電路結(jié)構(gòu)簡單易于實現(xiàn),且能量提取效率高,因此已經(jīng)成為壓電能量俘獲的主流技術(shù)。

曹軍義等[11]設(shè)計了一種由比較器、單片機(jī)、電流監(jiān)控器和雙向電子開關(guān)實現(xiàn)的P-SSHI電路并進(jìn)行了實驗驗證。但是,該電路采用傳統(tǒng)的全橋整流結(jié)構(gòu),因此整流效率較低。同時,電路中同步開關(guān)的閉合持續(xù)時間需要根據(jù)壓電電容與并聯(lián)電感等先驗知識計算得到。一旦電路參數(shù)改變,該電路同步開關(guān)的閉合持續(xù)時間必須重新手動調(diào)整,否則將導(dǎo)致L-C振蕩無法及時終止,造成P-SSHI電路性能下降。張淼等[12]設(shè)計了一種自供電式P-SSHI壓電能量俘獲電路,該電路同步開關(guān)閉合持續(xù)時間同樣根據(jù)L-C振蕩周期計算得到,并采用兩路二階R-C移相電路進(jìn)行邏輯操作予以實現(xiàn)。一旦電路參數(shù)改變,仍然需要重新手動調(diào)整移相角度以實現(xiàn)同步開關(guān)的精準(zhǔn)控制。以上研究中同步開關(guān)的閉合持續(xù)時間都是固定的,無法根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)控制,因而存在較大的局限性。

針對以上問題,本文提出了一種將超低壓降有源整流與自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)相結(jié)合的高效壓電能量俘獲電路。其中,自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)采用零電流檢測方法實現(xiàn)同步開關(guān)的精準(zhǔn)閉合與斷開,從而對L-C振蕩時間進(jìn)行自適應(yīng)控制。在理論分析與電路仿真的基礎(chǔ)上,搭建了完整的實驗平臺,驗證了所提技術(shù)的可行性。

1 壓電振動能量俘獲電路的基本原理

圖2是壓電振動能量俘獲的經(jīng)典電路。虛線框內(nèi)是壓電振動能量轉(zhuǎn)換裝置的等效電學(xué)模型[13],由等效電流源iP、壓電電容CP與寄生電阻RP并聯(lián)而成。圖2中CL為濾波電容,RL為整流電路的負(fù)載。

圖2 傳統(tǒng)壓電能量俘獲電路原理圖

假設(shè)正弦電流源為iP(t)=IPsin(ωt),其中IP是電流幅值,ω是振動角頻率。整流橋上的4個二極管的壓降均為VD,則傳統(tǒng)全橋整流電路輸出電流的平均值是

(1)

式中:VOUT是一段時間后濾波電容CL上的穩(wěn)態(tài)電壓。

傳統(tǒng)壓電能量俘獲電路存在以下缺點:①壓電電流iP(t)的每一個周期內(nèi)(其電流波形如圖5所示),壓電振動能量轉(zhuǎn)換裝置的壓電電容CP上的電壓從0V逐漸升高到一個最大值,在電流反向的時候首先需要中和掉CP上原有的電荷,才能使得CP上的電壓反向并且從0V開始上升。在此期間,浪費掉一部分能量,造成電路的能量俘獲能力差。②圖2 中的全橋整流電路的二極管采用的是普通二極管。一方面,較高的普通二極管導(dǎo)通壓降使得此整流電路的閾值電壓較高,整流電路的導(dǎo)通角小,直接影響了從壓電振動能量轉(zhuǎn)換裝置中提取電能的范圍,導(dǎo)致電路的功率提取能力差;另一方面,普通的二極管較高的正向?qū)▔航禃勾穗娐返淖陨砉妮^大。

針對傳統(tǒng)壓電能量俘獲電路能量俘獲能力低的問題,有研究人員提出了具有并聯(lián)電感同步開關(guān)控制的壓電能量俘獲電路,如圖3所示。

圖3 P-SSHI壓電能量俘獲電路原理圖

P-SSHI電路就是在壓電振動收集裝置和整流電路之間并聯(lián)一個用開關(guān)SW控制的電感L。當(dāng)電流iP(t)經(jīng)過零點時,同步開關(guān)SW閉合并觸發(fā)L-C振蕩,并在電容CP上的電壓反向后及時關(guān)斷SW。電容CP上的電荷不會因電流反向而被中和,從而提高能量俘獲效率。

在理想情況下,P-SSHI電路中同步開關(guān)閉合持續(xù)時間t為L-C諧振周期T的一半,即t=T/2。其中,

(2)

式中:R為L-C諧振回路中的等效電阻。

而在實際情況下,同步開關(guān)的控制會出現(xiàn)一定的延時或者提前,而且不同應(yīng)用環(huán)境下,電路中電感L,壓電電容CP,L-C振蕩回路中的等效電阻R的參數(shù)會發(fā)生變化。因此,P-SSHI實際電路中的同步開關(guān)閉合持續(xù)時間t與T/2存在時間差Δt。即

t=T/2+Δt

(3)

因而P-SSHI能量俘獲電路正弦半波電流的平均值可表示為

(4)

式中:ωn為L-C諧振回路的振蕩的角頻率。

由式(1)和式(4)可知,與傳統(tǒng)全橋整流電路相比,P-SSHI壓電能量俘獲電路可以將能量提高η倍:

(5)

在P-SSHI電路中,若同步開關(guān)閉合持續(xù)時間無法準(zhǔn)確跟隨L-C振蕩半周期,會使Δt增大,從而造成式(4)中〈io(t)〉和式(5)中η減小,即電路的能量俘獲效率降低。由此可見,精準(zhǔn)的開關(guān)控制可以有效提高壓電能量俘獲效率。

此外,根據(jù)式(4)和式(5),二極管導(dǎo)通壓降VD也是影響壓電能量俘獲效率的一個主要因素。降低VD也可有效提高電路的能量俘獲效率。

2 具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路

基于以上分析,本文提出了一種將超低壓降有源整流與自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)相結(jié)合的高效壓電能量俘獲電路,如圖4所示。有源整流電路中,上半橋采用交叉耦合的PMOS管結(jié)構(gòu),而下半橋采用比較器和NMOS管構(gòu)成的有源整流二極管結(jié)構(gòu),以降低整流管的導(dǎo)通壓降VD。其中,比較器CMP1(CMP2)除了控制MN1(MN2)的導(dǎo)通和截止,還為整流電路提供零電流檢測信號,控制同步開關(guān)的閉合,省卻了額外的檢測電路。此外,所提電路通過L-C諧振回路中的零電流檢測信號控制同步開關(guān)斷開,而非采用傳統(tǒng)的固定延時控制[11,12],能更好地跟隨T/2,減小時間差Δt,實現(xiàn)電路的實時檢測和自適應(yīng)同步開關(guān)控制。

圖4 具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路

2.1 同步開關(guān)控制

P-SSHI電路同步開關(guān)控制的難點在于檢測壓電元件的最大位移時刻和L-C振蕩結(jié)束時刻。一般通過檢測壓電電壓VP(t)的峰值點或者壓電電流iP(t)的零電流點來判斷壓電元件的最大位移。本文所提電路通過檢測圖4中比較器CMP1和CMP2的輸出信號來判斷iP(t)的零點,以此檢測壓電元件的最大位移時刻:CMP1與CMP2的信號下降沿都為iP(t)的零點,此時,D觸發(fā)器被觸發(fā),Q′為低電平,開關(guān)SW閉合,從而形成L-C振蕩回路(本設(shè)計中開關(guān)SW采用兩個背靠背的PMOS管實現(xiàn),如圖4點線框內(nèi)所示)。通過檢測兩個背靠背的PMOS管的壓降來判斷電感L中的電流是否為零,以此來判斷L-C振蕩是否結(jié)束:若電感L中有電流,兩個PMOS管端有壓降,則L-C回路處于振蕩中;若電感L中無電流,兩個PMOS管端無壓降,則L-C振蕩結(jié)束。一旦L-C振蕩結(jié)束,D觸發(fā)器復(fù)位,Q′為高電平,兩個PMOS管都截止,即斷開開關(guān)SW,這時L-C振蕩回路斷開。本文所設(shè)計的電路采用有源整流模塊和零電流檢測模塊相結(jié)合,使得檢測和控制電路簡單化。電路中開關(guān)閉合和斷開的時間由整流電路中的零電流檢測和L-C振蕩回路中的零電流檢測決定,開關(guān)導(dǎo)通時間可根據(jù)電路參數(shù)自適應(yīng)改變,保證了壓電能量俘獲的高效率。

2.2 電路的工作原理

本文所提電路的理論工作波形如圖5所示,其中iP(t)表示的等效電流源,VAB表示的是壓電片的輸出端的電壓,VC表示的是開關(guān)控制信號的波形。

圖5 電路的壓電片輸出端信號和開關(guān)控制信號的波形圖

為更好地描述具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路的工作原理,圖6給出了穩(wěn)態(tài)情況下等效電流源iP(t)正半周期時,電路的3種不同狀態(tài)。此時,VA

圖6 電路在等效電流源iP(t)為正半周期 時候的3種工作狀態(tài)

狀態(tài)1在狀態(tài)1期間,00,NMOS管MN2也截止,因此沒有電流流過MP1和MN2。iP(t)僅僅對壓電電容CP進(jìn)行充電。

狀態(tài)2隨著iP(t)不斷流入壓電電容CP,導(dǎo)致VBA增加,當(dāng)VBA≥|VTHP|時,MP1導(dǎo)通。由于節(jié)點B與輸出節(jié)點VOUT短路,所以VBA的增加導(dǎo)致了VA的減少。當(dāng)VA≤0時,比較器CMP2的將輸出高電平,使得MN2導(dǎo)通,使電路進(jìn)入狀態(tài)2。在狀態(tài)2中,MP1和MN2都導(dǎo)通,因此電路形成輸出回路。由于濾波電容CL的值大于壓電電容CP,iP(t)將主要流入CL。

當(dāng)?shù)刃щ娏髟磇P(t)的幅度隨時間逐漸減小至零時,正半周結(jié)束。

狀態(tài)3在iP(t)反向的時刻(即等效電流源iP(t)在零點的時刻),電路進(jìn)入狀態(tài)3。壓電電容CP上充滿了電,此時同步開關(guān)閉合,并聯(lián)電感L和壓電電容CP形成L-C振蕩回路,將電容上的電壓在這一時刻進(jìn)行反向,待L-C振蕩結(jié)束后,CP上的電壓完成反向,同步開關(guān)及時斷開。至此,狀態(tài)3結(jié)束。

等效電流源iP(t)繼續(xù)減小,當(dāng)電流源為負(fù)半周期時,VA>VB時,PMOS管MP 1截止,比較器CMP2輸出低電平,NMOS管MN2也截止。同理,整流電路可以被劃分為與輸入信號正半周期對應(yīng)的3種操作狀態(tài)。

3 實驗驗證

為了驗證所提壓電能量俘獲電路的功能與性能,本文在理論分析與電路仿真的基礎(chǔ)上,進(jìn)行了實驗測試,實驗平臺如圖7所示。

圖7 具有P-SSHI結(jié)構(gòu)的壓電能量俘獲電路的實驗平臺

實驗采用一個壓電懸臂梁作為壓電能量轉(zhuǎn)換裝置,其壓電片材質(zhì)為壓電陶瓷片,型號為PZT-5A,尺寸為60 mm×31 mm,基板尺寸為80 mm×33 mm×0.6 mm。采用RIGOL DG1022U信號發(fā)生器生成激勵信號,經(jīng)LA-800線性功率放大器放大后驅(qū)動VT-500電磁激振器,作為壓電片的振動源。本文所提電路采用分立元件予以實現(xiàn),其主要元器件型號及參數(shù)如表1所示。

圖8所示為連接本文所提電路的壓電片兩個輸出端之間的壓差波形。圖9所示為同步開關(guān)控制信號(上)與壓電片一端電壓的波形(下)對應(yīng)圖。在壓電片輸出一端的上升沿和下降沿開關(guān)控制信號都會產(chǎn)生一個瞬間的低電平,并且緊緊跟隨。實驗中開關(guān)是用兩個背靠背的PMOS管實現(xiàn),當(dāng)控制信號為低電平時,開關(guān)閉合,L-C諧振開始。一旦L-C諧振結(jié)束,電感中無電流,同步開關(guān)馬上斷開。本文提出的電路中整個L-C諧振過程開關(guān)的通斷時間由檢測電路得到,可根據(jù)電路參數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)。

表1 電路中主要器件的型號及參數(shù)

圖8 壓電片輸出端之間的電壓差波形

圖9 自適應(yīng)P-SSHI開關(guān)控制結(jié)構(gòu)下產(chǎn)生的波形

本文采用控制變量法來驗證所提出電路的開關(guān)控制的自適應(yīng)性。在僅改變電感L或者僅改變壓電電容CP的條件下,開關(guān)閉合持續(xù)時間(圖4中的開關(guān)控制端C點的輸出波形中一個周期內(nèi)低電平的持續(xù)時間)如圖10及圖11所示。其中,圖11中的數(shù)據(jù)由于實驗條件的限制,無法實測5片壓電電容值差異明顯的壓電片,因此,通過在壓電片輸出端并聯(lián)無極性電容來模擬具有不同壓電電容的壓電片。由于在圖8中的上升沿和下降沿時刻,P-SSHI的控制開關(guān)導(dǎo)通性能不同,導(dǎo)致L-C諧振回路的電阻參數(shù)有差異,諧振時間不一致,因此,開關(guān)閉合持續(xù)時間的仿真值和實際測量值均有兩組數(shù)據(jù),也進(jìn)一步體現(xiàn)了開關(guān)控制的自適應(yīng)性。圖中的理論值根據(jù)式(2)估算得到。而“仿真值1”和“實際測量值1”代表圖8中的波形從負(fù)電平翻轉(zhuǎn)到正電平的時候開關(guān)閉合的持續(xù)時間。(其中圖8中的波形圖為圖4中B點減去A點所得的電壓差。)而“仿真值2”和“實際測量值2”則表示圖8中的波形從正電平翻轉(zhuǎn)到負(fù)電平的時候開關(guān)閉合的持續(xù)時間。

圖10 不同的電感對開關(guān)閉合持續(xù)時間的影響

圖11 不同的壓電電容對開關(guān)閉合持續(xù)時間的影響

為進(jìn)一步驗證本文所提出的具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路的優(yōu)勢,本文還進(jìn)行了對比實驗,將所提出的電路與全橋整流電路、僅具有有源整流結(jié)構(gòu)電路在相同實驗條件下搭建實驗平臺進(jìn)行測試。

圖12為在不同負(fù)載下測得的3種電路的輸出電壓,隨著負(fù)載電阻的增大,3種電路的輸出電壓也持續(xù)增大。但在相同負(fù)載下,本文提出的具有自適應(yīng)P-SSHI控制的有源整流電路的輸出電壓明顯高于另兩種電路。

圖12 負(fù)載電阻和輸出電壓之間的關(guān)系

由于本文設(shè)計的電路中有源電路部分最大的功耗來自有源整流電路中的兩個比較器,而比較器只在翻轉(zhuǎn)時具有動態(tài)功耗,即工作在當(dāng)且僅當(dāng)壓電片等效電流源反向的瞬間,而壓電片振蕩頻率只有十幾Hz,所以其動態(tài)功耗幾乎可忽略不計。因此,比較器的總功耗主要為靜態(tài)功耗,只需選用較低靜態(tài)功耗的比較器即可。此外,邏輯芯片的功耗亦可忽略不計。

(6)

根據(jù)圖12以及式(6)可得負(fù)載電阻與實驗電路的輸出功率之間的關(guān)系。而本電路乃有源電路,需將有源部分的功耗3.5 μW扣除才是真正的輸出功率,如圖13所示。圖13中,給出的坐標(biāo)點乃三條曲線的極值點以及全橋整流電路在負(fù)載電阻為100 kΩ的情況下其輸出功率的大小。

從圖13中可以看出,在相同的負(fù)載電阻的情況下,本文提出電路的輸出功率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于僅有源整流結(jié)構(gòu)電路和全橋整流結(jié)構(gòu)電路的輸出功率。在負(fù)載電阻100 kΩ的情況下,所提電路的真正輸出功率為291.35 μW,全橋整流電路的輸出功率為125.32 μW。與全橋整流電路相比,本文提出的電路將輸出功率提高了132%。說明本文提出的電路結(jié)構(gòu),可大大提高壓電能量俘獲電路的整流效率和能量俘獲能力。

圖13 負(fù)載電阻和輸出功率之間的關(guān)系

4 結(jié)論

本文首先分析了傳統(tǒng)全橋整流電路與P-SSHI電路的工作原理;然后針對已有電路存在的缺點,提出了一種將超低壓降有源整流與自適應(yīng)P-SSHI結(jié)構(gòu)相結(jié)合的高效壓電能量俘獲電路,并就所提電路的電路結(jié)構(gòu)、工作原理及典型波形進(jìn)行了詳細(xì)闡述;最后,設(shè)計了原型電路并搭建了完整的實驗平臺,驗證了所提技術(shù)的可行性。實驗結(jié)果表明,所提電路可以實現(xiàn)同步開關(guān)的自適應(yīng)控制,以及采用超低壓降有源整流可以提高整流效率。在負(fù)載電阻100 kΩ的情況下,所提電路的真正輸出功率為291.35 μW,全橋整流電路的輸出功率為125.32 μW。與全橋整流電路相比,本文所提電路將輸出功率提高了132%。