梁承托 梁利平 王志君

摘? ?要：為了應(yīng)對(duì)傳統(tǒng)延時(shí)鎖相環(huán)（Delay locked loop，DLL）的諧波鎖定問(wèn)題，提出一種結(jié)合施密特頻率選擇器的DLL型90°移相器. 采用施密特頻率選擇器和雙數(shù)控延時(shí)線結(jié)構(gòu)，有效提高該移相器的鎖定頻率范圍. 另外，提出的施密特頻率選擇器能有效抑制輸入時(shí)鐘頻率噪聲，使移相器穩(wěn)定工作. 在SMIC 55 nm CMOS工藝下流片，工作電壓1.2 V，版圖有效面積為0.131 mm2.測(cè)試結(jié)果表明，提出的移相器在250 MHz到800 MHz頻率范圍內(nèi)穩(wěn)定工作;800 MHz時(shí)，功耗為5.98 mW，且90°相移時(shí)鐘的抖動(dòng)峰峰值和均方根值分別是25.9 ps和2.8 ps.

關(guān)鍵詞：延時(shí)鎖相環(huán); 頻率選擇器;數(shù)控延時(shí)線;90°相移

中圖分類號(hào)：TN495? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

A DLL-based 90° Phase-shifter with Schmitt Frequency Selector Scheme

LIANG Chengtuo1，2？覮，LIANG Liping1，WANG Zhijun1

（1. Institute of Microelectronics of Chinese Academy，Beijing 100029，China;

2. University of Chinese Academy of Sciences，Beijing 100029，China）

Abstract： In order to deal with the problem of harmonic look in the traditional Delay Locked Loop （DLL）， a DLL-based 90°phase-shifter with a Schmitt Frequency Selector（SFS） was proposed. The SFS and dual delay lines were employed to achieve wider locking frequency range. In addition， the proposed SFS exhibits high capability of frequency noise suppression， which improves the stability of the proposed phase-shifter. The proposed phase-shifter， fabricated in SMIC 55 nm CMOS technology， occupies an active area of 0.131 mm2 and utilizes a 1.2 V supply voltage. The test results show that the proposed phase-shifter has an operating frequency ranging from 250 to 800 MHz and consumes 5.98 mW at 800 MHz. Furthermore， the measured peak-to-peak and root-mean-square （rms） jitters of 90°phase-shifted clock are 25.9 and 2.8 ps， respectively.

Key words： Delay Locked Loop（DLL）;frequency selector;digitally controlled delay line;90°phase shift

DLL廣泛應(yīng)用于時(shí)鐘同步，時(shí)鐘/數(shù)據(jù)恢復(fù)，以及SDRAM接口等電路系統(tǒng)中[1-4].與鎖相環(huán)（Phase locked loop，PLL）[5-6]相比，DLL結(jié)構(gòu)相對(duì)較為簡(jiǎn)單，穩(wěn)定性好，鎖定速度快;特別是數(shù)字DLL，還具有面積小，易集成以及容易實(shí)現(xiàn)工藝、電壓、溫度（Process-voltage-temperature，PVT）跟隨調(diào)節(jié)等優(yōu)秀特性[7-8]，因此受到廣泛的關(guān)注和研究.

DLL常見(jiàn)的阻塞鎖定和諧波鎖定現(xiàn)象限制了其鎖定頻率范圍[9].在已有關(guān)于提高DLL鎖定頻率范圍的研究中，文獻(xiàn)[10]的DLL采用了可重置數(shù)控延時(shí)線，使二元搜索算法的單次搜索能在一個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)完成，既縮短了鎖定時(shí)間又避免了諧波鎖定的問(wèn)題，但其對(duì)延時(shí)線的最小延時(shí)有一定的要求，最高鎖定頻率因此受到限制. 文獻(xiàn)[3]的DLL采用了諧波鎖定檢測(cè)電路和自復(fù)位電路來(lái)消除諧波鎖定和阻塞鎖定的問(wèn)題，但當(dāng)DLL出現(xiàn)上述錯(cuò)誤鎖定時(shí)，需強(qiáng)制調(diào)整延時(shí)線或復(fù)位鑒相器. 文獻(xiàn)[1]中的DLL通過(guò)啟動(dòng)信號(hào)和啟動(dòng)電路給壓控延時(shí)線和鑒相器強(qiáng)制建立恰當(dāng)?shù)某跏紶顟B(tài)以實(shí)現(xiàn)正確鎖定，但無(wú)法實(shí)時(shí)消除工作過(guò)程中因大范圍頻率切換或者其他突發(fā)噪聲導(dǎo)致的諧波鎖定問(wèn)題. 另外，文獻(xiàn)[3]中的DLL通過(guò)檢測(cè)多路相移時(shí)鐘的相位以抑制諧波鎖定，但是實(shí)現(xiàn)該功能的邏輯電路較復(fù)雜，缺乏一定的設(shè)計(jì)靈活性.總之，上述文獻(xiàn)提出的方法為進(jìn)一步解決DLL諧波鎖定問(wèn)題奠定了基礎(chǔ).

本文設(shè)計(jì)了一款結(jié)合施密特頻率選擇器的DLL型90°移相器，采用施密特頻率選擇器和雙延時(shí)線結(jié)構(gòu)，避免了諧波鎖定問(wèn)題并有效提高移相器的鎖定頻率范圍.由于施密特頻率選擇器可根據(jù)輸入時(shí)鐘的頻率自動(dòng)選擇恰當(dāng)?shù)难訒r(shí)線實(shí)現(xiàn)鎖定，該移相器鎖定過(guò)程中，不需要強(qiáng)制干預(yù)或者重啟延時(shí)線及鑒相器. 借鑒斯密特觸發(fā)器原理，提出的斯密特頻率選擇器能有效抑制頻率噪聲，使整個(gè)移相器系統(tǒng)穩(wěn)定工作.移相器采用SMIC 55 nm CMOS工藝的數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)單元庫(kù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，且全部由標(biāo)準(zhǔn)單元構(gòu)成，易集成到大規(guī)模數(shù)字電路系統(tǒng)中.

1? ?延時(shí)鎖相環(huán)結(jié)構(gòu)及鎖定條件分析

圖1所示是一種傳統(tǒng)DLL結(jié)構(gòu)，由鑒相器（Phase Detector，PD），分頻電路（Frequency Divider，F(xiàn)DIV），有限狀態(tài)機(jī)（Finite State Machine，F(xiàn)SM）以及延時(shí)線（Delay Line，DL）構(gòu)成;PD可由一個(gè)簡(jiǎn)單的D觸發(fā)器構(gòu)成;而DL由兩級(jí)相同的延時(shí)線單元（Delay Line Unit，DL-U）構(gòu)成.常見(jiàn)的DLL通常鎖定在360°相移上，并截取360°相移的1/4可生成90°相移時(shí)鐘.為消除阻塞鎖定并縮短延時(shí)線，圖1所示的DLL將鎖定在180°相移上，并截取180°相移的1/2亦可生成90°相移時(shí)鐘CKD90.該DLL的工作原理如下：當(dāng)反饋時(shí)鐘CKD180與輸入時(shí)鐘CKIN的初始相差小于180°時(shí)，鑒相器PD的輸出q為1，F(xiàn)SM根據(jù)q的值不斷調(diào)整控制碼C[n：0]以增加DL的延時(shí)，直到CKD180與CKIN的相差大于180°（小于360°）使q變?yōu)?.然后，F(xiàn)SM又將減小DL的延時(shí)，最終CKD180與CKIN鎖定在180°的相差上;當(dāng)CKD180與CKIN的初始相差大于180°且小于360°時(shí)，鎖定過(guò)程類似，調(diào)節(jié)方向相反.

圖1所示的DLL鎖定在180°相差上，不存在阻塞鎖定的問(wèn)題，因而不要求DL的初始延時(shí)大于半個(gè)時(shí)鐘周期.由于時(shí)鐘信號(hào)具有周期性，如圖1右側(cè)所示的鑒相器只能檢測(cè)出反饋時(shí)鐘CKD180的上升沿和輸入時(shí)鐘CKIN的下降沿的相位關(guān)系，但是不能檢測(cè)出CKD180是否延時(shí)CKIN半個(gè)時(shí)鐘周期. 如果不對(duì)DL的延時(shí)加以限制，那么很可能發(fā)生諧波鎖定（Harmonic Lock）的問(wèn)題.如圖2（b）所示，假如CKD180與CKIN的初始相差大于TCKIN小于1.5TCKIN時(shí)（TCKIN為CKIN的時(shí)鐘周期），DLL將會(huì)鎖定在（360°+180°）而不是180°，導(dǎo)致諧波鎖定問(wèn)題.可見(jiàn)，為避免諧波鎖定，需對(duì)DLL的鎖定范圍以及DL的延時(shí)加以約束.

假設(shè)DLL鎖定范圍為[TCKMIN，TCKMAX]，下面推導(dǎo)CKIN的時(shí)鐘周期從TCKMAX切換到TCKMIN時(shí)DLL不出現(xiàn)諧波鎖定的條件.時(shí)鐘周期為T(mén)CKMAX時(shí)，DLL鎖定在TCKMAX /2，此時(shí)DL的延時(shí)為T(mén)CKMAX /2;時(shí)鐘周期從TCKMAX切換到TCKMIN時(shí)，DL初始延時(shí)為T(mén)CKMAX /2，為避免諧波鎖定，需滿足下式

TCKMAX /2 < TCKMIN? ? （1）

所以有

TCKMAX < 2TCKMIN? ? （2）

另外，為使DLL能在[TCKMIN，TCKMAX]范圍內(nèi)都能鎖定在180°上，對(duì)延時(shí)線DL的約束如下

TDLMIN < TCKMIN /2? ? （3）

TDLMAX > TCKMAX /2? ? （4）

式中：TDLMAX，TDLMIN分別表示DL的最大最小延時(shí).由式（1）可知，由于諧波鎖定問(wèn)題的存在，圖1所示的傳統(tǒng)DLL結(jié)構(gòu)的鎖定頻率范圍被限制在[FCKMIN，2FCKMIN]的范圍內(nèi)，其中FCKMIN =1/TCKMAX.

2? ?結(jié)合施密特頻率選擇器的DLL型90°移相器

提出的結(jié)合施密特頻率選擇器的DLL型90°移相器如圖3所示，由DLL和90°相移時(shí)鐘生成電路組成;而DLL主要由鑒相器（PD），分頻電路（FDIV），低頻有限狀態(tài)機(jī)（Low Frequency Finite State Machine，LFFSM），高頻有限狀態(tài)機(jī)（High Frequency Finite State Machine，HFFSM），譯碼器（Decoder1，Decoder2），低頻延時(shí)線（Low Frequency Delay Line，LFDL），高頻延時(shí)線（High Frequency Delay Line，HFDL），選擇器（MUX0）以及本文提出的施密特型頻率選擇器（SFS）組成;90°相移時(shí)鐘生成電路則由寄存器組（regsI，regsII），低頻延時(shí)線單元（Low Frequency Delay Line Unit，LFDL-U），高頻延時(shí)線單元（High Frequency Delay Line Unit，HFDL-U），選擇器（MUX1，MUX2）構(gòu)成;LFDL（HFDL）由兩級(jí)相同的LFDL-U（HFDL-U）串聯(lián)而成.

為提高DLL的鎖定頻率范圍，引入SFS模塊和雙延時(shí)線結(jié)構(gòu)（LFDL和HFDL），LFDL和HFDL分別由各自的有限狀態(tài)機(jī)LFFSM和HFFSM控制.由前一節(jié)可知單延時(shí)線DLL的鎖定范圍為[FCKMIN，2FCKMIN].在本設(shè)計(jì)中，LFDL支持的鎖定范圍為[250 MHz，500 MHz]，而HFDL支持的鎖定范圍為[400 MHz，800 MHz].由SFS模塊檢測(cè)輸入時(shí)鐘頻率并通過(guò)選擇器（MUX0）實(shí)時(shí)切換LFDL和HFDL工作，以使得DLL在[250 MHz，500 MHz]∪[400 MHz，800 MHz]的頻率范圍內(nèi)都能正確鎖定.時(shí)鐘頻率較低時(shí)，SFS模塊使能LFFSM和LFDL模塊工作，LFFSM模塊根據(jù)PD的結(jié)果q調(diào)節(jié)控制碼C，F(xiàn)以調(diào)整LFDL的延時(shí)，直到反饋時(shí)鐘CKD180和輸入時(shí)鐘CKIN的相差鎖定在180°上，同時(shí)鎖定信號(hào)Lock_LF被置1，完成鎖定;類似的，時(shí)鐘頻率較高時(shí)，SFS模塊使能HFFSM和HFDL模塊工作實(shí)現(xiàn)高頻鎖定.

LFDL-U和HFDL-U的延時(shí)分別是LFDL和HFDL的1/2，DLL鎖定后，將譯碼后的控制碼（C_dec，F(xiàn)_dec和S_dec）分別存入寄存器組regsI和regsII中，用于控制LFDL-U和HFDL-U的延時(shí). 根據(jù)時(shí)鐘頻率的高低，SFS通過(guò)MUX2選擇恰當(dāng)?shù)难訒r(shí)線單元進(jìn)行輸出，生成90°相移時(shí)鐘CKD90.為減小MUX2引入的延時(shí)誤差，輸入時(shí)鐘CKIN也經(jīng)過(guò)一個(gè)選擇器（MUX1）生成0°相移時(shí)鐘CKD0，從而得到兩路相差為90°的時(shí)鐘CKD0和CKD90.

圖4是移相器的鎖定流程圖，主要包括高低頻切換，延時(shí)反饋調(diào)節(jié)，以及鎖定和失鎖的判定等過(guò)程，下面基于圖4詳細(xì)介紹移相器的工作過(guò)程.

當(dāng)時(shí)鐘頻率較低時(shí)，SFS的輸出FD為1，觸發(fā)LFFSM工作并使HFFSM保持當(dāng)前狀態(tài). 根據(jù)PD的鑒相結(jié)果q，LFFSM模塊通過(guò)控制碼C，F(xiàn)反饋調(diào)節(jié)LFDL的延時(shí). 當(dāng)q=1時(shí)，表明反饋時(shí)鐘CKD180和輸入時(shí)鐘CKIN的相差小于180°，LFFSM模塊將控制碼F加1以增大LFDL的延時(shí)，F(xiàn)和C分別是LFDL的微調(diào)和粗調(diào)控制碼，LFDL的十六個(gè)微調(diào)步長(zhǎng)等于一個(gè)粗調(diào)步長(zhǎng)，所以當(dāng)F加到二進(jìn)制1111時(shí)，會(huì)向C進(jìn)位，同時(shí)F重置成0000;相反，當(dāng)q=0時(shí)，表明反饋時(shí)鐘CKD180和輸入時(shí)鐘CKIN的相差大于180°，LFFSM模塊將控制碼F減1以減小LFDL的延時(shí)，F(xiàn)減到二進(jìn)制0000時(shí)，會(huì)向C借位，同時(shí)F重置成1111.然后，PD繼續(xù)比較CKD180和CKIN的相差并輸出新的q值，LFFSM模塊再次根據(jù)新的q值調(diào)節(jié)F（加1或者減1）.此反饋調(diào)節(jié)不斷循環(huán)，當(dāng)反饋時(shí)鐘CKD180和輸入時(shí)鐘CKIN的相差足夠接近180°時(shí)，就會(huì)出現(xiàn)F加1該相差大于180°而F減1該相差小于180°的現(xiàn)象;此時(shí)，q會(huì)在0和1之間不斷跳變. 狀態(tài)機(jī)檢測(cè)到該跳變時(shí)，將鎖定信號(hào)Lock_LF置1，并把LFDL的控制信號(hào)（C_dec和F_dec）存入寄存器（regsI）中以控制LFDL-U產(chǎn)生90°相移時(shí)鐘，并由SFS通過(guò)選擇器（MUX2）將其選擇輸出.鎖定后，當(dāng)狀態(tài)機(jī)檢測(cè)不到q在0和1之間跳變時(shí)，就會(huì)判定DLL失鎖并將Lock_LF置0.因DLL一直處在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)的狀態(tài)，失鎖后，能夠重新鎖定.當(dāng)時(shí)鐘頻率較高時(shí)，SFS的輸出FD為0，從而觸發(fā)HFFSM工作并使LFFSM保持，而延時(shí)線則由LFDL切換到HFDL，鎖定過(guò)程與低頻時(shí)類似，只是高頻延時(shí)線只有微調(diào)控制碼S，不再贅述.

3? ?關(guān)鍵模塊電路設(shè)計(jì)

3.1? ?施密特頻率選擇器

頻率選擇器檢測(cè)輸入時(shí)鐘的頻率，并根據(jù)時(shí)鐘頻率高低輸出不同的值.為抑制時(shí)鐘頻率噪聲，提出一種如圖5所示的施密特型頻率選擇器（SFS），該電路主要由延時(shí)各異的延時(shí)線（Delay Line），選擇器，D觸發(fā)器，一個(gè)三輸入同或門(mén)以及使能或門(mén)構(gòu)成.單閾值頻率（閾值頻率定義為輸出FD發(fā)生狀態(tài)跳轉(zhuǎn)時(shí)的輸入時(shí)鐘頻率）即EN=0時(shí)，SFS的工作原理如下：觸發(fā)器DFFS的Q輸出端經(jīng)反相器接回到其D輸入端，因此DFFS的Qs端在每個(gè)時(shí)鐘上升沿到來(lái)時(shí)都會(huì)發(fā)生狀態(tài)跳轉(zhuǎn)，Qs端的信號(hào)值經(jīng)過(guò)延時(shí)路徑P2，P1，P0傳到觸發(fā)器DFF2～DFF0的D輸入端.在下一個(gè)時(shí)鐘上升沿到來(lái)時(shí)，DFF2～DFF0同時(shí)將其D輸入端的值D[2 ∶ 0]采樣并輸出到各自的Q端，輸出Q[2 ∶ 0]. 假設(shè)路徑P2，P1，P0的延時(shí)分別為T(mén)P2，TP1，TP0，當(dāng)EN = 0時(shí)，TP2，TP1，TP0的大小關(guān)系為T(mén)P2 = 2TD，TP1 = TD，TP1 >> TP0 = TH.引入TP0 = TH只是為了滿足DFFs和DFF0保持時(shí)間（hold time）的時(shí)序要求.當(dāng)CKIN的時(shí)鐘周期TCKIN大于P2的延時(shí)TP2時(shí)，觸發(fā)級(jí)寄存器DFFS和采樣級(jí)DFF2～DFF0之間不存在時(shí)序違例，DFF2～DFF0采樣到的值Q[2 ∶ 0]完全一致;而當(dāng)時(shí)鐘周期TCKIN小于P2（P1）的延時(shí)TP2 （TP1） 且大于P0的延時(shí)TP0時(shí)，觸發(fā)級(jí)寄存器DFFS和采樣級(jí)DFF2（DFF2～DFF1）存在建立時(shí)間（setup time）的時(shí)序違例，因此Q[2 ∶ 0]不完全一致.三輸入同或門(mén)用于比較Q[2 ∶ 0]是否完全一致，當(dāng)Q[2 ∶ 0]完全一致時(shí)，其輸出1，否則輸出0.所以，當(dāng)TCKIN > TP2時(shí)，F(xiàn)D=1;當(dāng)TP0 < TCKIN < TP2時(shí)，F(xiàn)D = 0.因此SFS實(shí)現(xiàn)了對(duì)輸入時(shí)鐘的頻率檢測(cè)功能.

因?yàn)槭┟芴匦皖l率選擇器輸出取決CKIN的時(shí)鐘周期TCKIN與TP2的關(guān)系，所以定義閾值頻率FTH =1/TP2. 當(dāng)EN = 0時(shí)，F(xiàn)TH = 1/（2TD），令FTH2 = 1/（2TD），如圖6（a） EN = 0時(shí)所示，時(shí)鐘頻率由于噪聲原因在閾值頻率FTH2上下波動(dòng)時(shí)，SFS的輸出FD在0和1之間跳變，極不穩(wěn)定.借鑒施密特觸發(fā)器的原理，利用輸出反饋調(diào)節(jié)閾值頻率，消除了上述FD不穩(wěn)定現(xiàn)象. 如圖5所示，EN = 1時(shí)，F(xiàn)D可通過(guò)選擇器調(diào)整TP2和TP1的值. 當(dāng)FD為1時(shí)，閾值頻率FTH = 1/ TP2 = 1/（2TD）; 當(dāng)FD變?yōu)?時(shí)，閾值頻率被調(diào)整為FTH=1/TP2=1/（2TD + 2△TD）.令FTH1 = 1/（2TD + 2△TD），F(xiàn)TH2 = 1/（2TD），可得SFS的傳輸特性曲線如圖6（b）下側(cè)所示，輸出由1跳變到0的閾值頻率為FTH2，跳變到0后閾值頻率調(diào)整為FTH1，所以頻率在FTH2上下波動(dòng)時(shí)，不會(huì)再造成輸出的不穩(wěn)定（如圖6（a） EN = 1時(shí)所示）.

當(dāng)時(shí)鐘頻率從較低值增加到FTH2時(shí)，移相器工作的延時(shí)線將從LFDL切換到HFDL，因此FTH2需要同時(shí)處在LFDL和HFDL的鎖定頻率范圍內(nèi)，以確保在接近FTH2的頻率點(diǎn)上，DLL也能正確鎖定;同理，F(xiàn)TH1也需要同時(shí)處在LFDL和HFDL的鎖定頻率范圍內(nèi)，因此LFDL和HFDL支持的鎖定頻率范圍需要有一定的重疊區(qū)域.如圖6（b）上側(cè)所示，LFDL支持的鎖定頻率范圍[250 MHz，500 MHz]需覆蓋[FMIN，F(xiàn)TH2]，而HFDL支持的鎖定范圍[400 MHz，800 MHz]則需要覆蓋[FTH1，F(xiàn)MAX].因此SFS的頻率參數(shù)設(shè)定如下，F(xiàn)MIN為250 MHz，F(xiàn)TH2為480 MHz，F(xiàn)TH1為420 MHz，F(xiàn)MAX為800 MHz.

3.2? ?延時(shí)線單元

低頻延時(shí)線單元（LFDL-U）的結(jié)構(gòu)如圖7（a）所示，由粗調(diào)和微調(diào)兩個(gè)部分組成;通過(guò)控制信號(hào)C_dec[7：0]和F_dec[15：0]分別使能粗調(diào)和微調(diào)三態(tài)門(mén)TBUF陣列中的某個(gè)三態(tài)門(mén)導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)延時(shí)調(diào)節(jié).微調(diào)步長(zhǎng)是一個(gè)由兩級(jí)反相器構(gòu)成的緩沖器（BUF）的延時(shí)，而粗調(diào)步長(zhǎng)是微調(diào)步長(zhǎng)的16倍.

高頻延時(shí)線單元（HFDL-U）的結(jié)構(gòu)如圖7（b）所示，是對(duì)文獻(xiàn)[11]中延時(shí)線結(jié)構(gòu)的改進(jìn).時(shí)鐘信號(hào)的延時(shí)量受控制碼S_dec[63：0]控制.與文獻(xiàn)[11]相比，在每個(gè)延時(shí)單元（delay unit）中引入一個(gè)四輸入與非門(mén)5，使其多增加了兩條延時(shí)路徑（即與非門(mén)2，5，6和與非門(mén)3，5，6）.以前兩級(jí)為例，當(dāng)S_dec[7：0] =0000 0001時(shí)，CKIN信號(hào)通過(guò)第一級(jí)的與非門(mén)1，5，6（假設(shè)該延時(shí)路徑的延時(shí)為t1）;當(dāng)S_dec[7：0]=0000 0010時(shí)，CKIN信號(hào)通過(guò)第一級(jí)的與非門(mén)2，5，6（假設(shè)該延時(shí)路徑的延時(shí)為t2）;當(dāng)S_dec[7：0]=0000 0100時(shí)，CKIN信號(hào)通過(guò)第一級(jí)的與非門(mén)3，5，6（假設(shè)該延時(shí)路徑的延時(shí)為t3）;當(dāng)S_dec[7：0]=0001 1000時(shí)，CKIN信號(hào)通過(guò)第一級(jí)的與非門(mén)4，第二級(jí)的與非門(mén)1，5，6和第一級(jí)的與非門(mén)6（假設(shè)該延時(shí)路徑的延時(shí)為t4）;剩余的延時(shí)調(diào)節(jié)可以此類推. t4和t1相比，增加了第一級(jí)與非門(mén)4和第二級(jí)與非門(mén)6的延時(shí)，即t4 = t1 + 2tNAND，其中2tNAND為第一級(jí)與非門(mén)4和第二級(jí)與非門(mén)6的延時(shí)之和.通過(guò)調(diào)節(jié)與非門(mén)1，2，3的負(fù)載（插入dummy）使得t2 = t1 +2tNAND /3，t3 = t2 + 2tNAND /3，t4 = t3 + 2tNAND /3.因此延時(shí)單元的調(diào)節(jié)步長(zhǎng)為2tNAND /3，相比文獻(xiàn)[11]，調(diào)節(jié)精度可提高3倍.

4? ?仿真與測(cè)試結(jié)果

提出的DLL型90°移相器在SMIC 55 nm CMOS工藝下流片，芯片照片如圖8所示.整個(gè)芯片面積（包括I/O單元）為1.3 mm×1 mm，核心面積為0.537 mm×0.244 mm.芯片有0°和90°兩路相移時(shí)鐘輸出.供電電壓為1.2 V，800 MHz時(shí)，功耗約為5.98 mW.

施加給施密特頻率選擇器（SFS）的時(shí)鐘信號(hào)CKIN從250 MHz切換到480 MHz，再切換回250 MHz，并在480 MHz時(shí)添加±5%的頻率噪聲，得到如圖9所示的仿真結(jié)果.為了驗(yàn)證施密特頻率選擇器的頻率噪聲抑制功能，圖9給出了使能信號(hào)EN在0和1兩種情況下的仿真波形. 未使能多閾值頻率功能（EN=0）時(shí)，480 MHz條件下，受頻率噪聲的影響，輸出會(huì)在0和1之間不斷跳變，極不穩(wěn)定;而使能多閾值頻率功能（EN=1）后，即使在480 MHz時(shí)有±5%的頻率噪聲，時(shí)鐘信號(hào)從250 MHz切換到480 MHz時(shí)，SFS的輸出從1穩(wěn)定切換到0，并保持穩(wěn)定的0值.可見(jiàn)SFS能有效抑制時(shí)鐘頻率噪聲并具有穩(wěn)定的輸出.

移相器的測(cè)試結(jié)果如圖10至圖13所示. 圖10是250 MHz時(shí)，移相器的輸出波形，兩路輸出時(shí)鐘相差為95.04°，誤差為5.6%.圖11給出了800 MHz時(shí)的輸出結(jié)果，移相器的兩路輸出時(shí)鐘相差為92.45°，誤差為2.72%.

圖12給出了250 MHz時(shí)，90°相移時(shí)鐘的眼圖，該時(shí)鐘的抖動(dòng)峰峰值（p-p jitters）和均方根值（rms jitters）分別為37.8 ps和5.4 ps;圖13給出了800 MHz時(shí)，90°相移時(shí)鐘的眼圖，該時(shí)鐘的抖動(dòng)峰峰值（p-p jitters）和均方根值（rms jitters）分別為25.9 ps和2.8 ps.

圖12和圖13所示的眼圖有些不平滑，主要原因是芯片輸出管腳與示波器的測(cè)試通道之間存在信號(hào)反射;另外，信號(hào)通路之間的寄生電阻、電容、電感造成的信號(hào)串?dāng)_也會(huì)導(dǎo)致眼圖不平滑.這種時(shí)鐘信號(hào)眼圖的不平滑，在實(shí)際應(yīng)用中可能會(huì)對(duì)系統(tǒng)可靠性有一定的影響.幸運(yùn)的是，數(shù)字信號(hào)分邏輯0和邏輯1信號(hào)，是再生信號(hào)（邏輯0由電源地電平生成，邏輯1由電源高電平生成），有一定的抗干擾能力. 在應(yīng)用電路的90°相移時(shí)鐘輸入端可加幾級(jí)反相器對(duì)該時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行數(shù)字信號(hào)再生，可有效改善時(shí)鐘信號(hào)質(zhì)量，降低信號(hào)在片外通路反射和串?dāng)_對(duì)系統(tǒng)可靠性的影響.另外，在實(shí)際應(yīng)用中也可進(jìn)行阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，從而有效減小信號(hào)反射，避免信號(hào)不平滑，改善信號(hào)傳輸質(zhì)量.

提出的結(jié)合施密特頻率選擇器DLL型90°移相器的性能總結(jié)如表1所示，并與近年發(fā)表的文獻(xiàn)作比較.得益于施密特頻率選擇器和雙延時(shí)線結(jié)構(gòu)，移相器的鎖定范圍可達(dá)到250 MHz至800 MHz，較文獻(xiàn)[4]提升了83%;而且，鎖定頻率遠(yuǎn)高于文獻(xiàn)[3]. 提出的移相器面積和功耗稍大，主要原因是提出的DLL型90°移相器包含雙狀態(tài)機(jī)和雙延時(shí)線結(jié)構(gòu).

5? ?結(jié)? ?論

本文分析了受諧波鎖定約束時(shí)，傳統(tǒng)單延時(shí)線DLL結(jié)構(gòu)的正確鎖定頻率范圍.采用施密特頻率選擇器和雙延時(shí)線結(jié)構(gòu)，將DLL型90°移相器的鎖定頻率范圍從單延時(shí)線結(jié)構(gòu)的250～500 MHz以及400～800 MHz拓寬為250～800 MHz，提高了37.5%.而且，本設(shè)計(jì)全部采用SMIC 55 nm CMOS工藝的數(shù)字標(biāo)準(zhǔn)單元庫(kù)實(shí)現(xiàn)并成功流片，所以該移相器支持大規(guī)模數(shù)字電路自動(dòng)化設(shè)計(jì)流程，易集成到大規(guī)模數(shù)字電路系統(tǒng)中.

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