胡文慧，吳云飛，綦勝田

(佳木斯大學(xué) 理學(xué)院，黑龍江 佳木斯 154007)

近年來(lái)，隨著VHF/UHF頻段的無(wú)線(xiàn)電應(yīng)用技術(shù)的大量應(yīng)用，如何研制該頻段內(nèi)的大功率、高效率、高線(xiàn)性度發(fā)射機(jī)，吸引了來(lái)自產(chǎn)業(yè)界和學(xué)術(shù)界科研人員的濃厚興趣。為了獲得更高等級(jí)的目標(biāo)功率，往往需要將幾個(gè)功放通過(guò)具有很低插損的功率合成電路進(jìn)行功率合路。在實(shí)際電路中，用于高效率功放合路中的非隔離功率組合器將在兩個(gè)合路放大器之間產(chǎn)生顯著的相互干擾作用，從而導(dǎo)致不可預(yù)計(jì)的損耗?；蛘?，有些應(yīng)用中，為了保持功放要求的高線(xiàn)性度，采用有兩個(gè)功放合路輸入的合路器為具有隔離特性的合路器；然而這樣做的后果是有可能降低整個(gè)發(fā)射機(jī)的整體效率[1],在設(shè)計(jì)過(guò)程中往往是幾個(gè)參數(shù)之間的折中設(shè)計(jì)。在VHF/UHF頻率范圍內(nèi)，合路器通常使用繞線(xiàn)變壓器，集總元件和/或1/4波長(zhǎng)變壓器[2]的組合來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)制造。 線(xiàn)繞變壓器構(gòu)造的合路器通常在其自諧振頻率處具有較大的插入損耗，這在一定程度上限制了它們的工作帶寬。 同時(shí)，集總元件的最大功率能力有限，1/4波長(zhǎng)變壓器在低頻時(shí)體積較大，從而使得在實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中很少使用集總元件和微帶線(xiàn)進(jìn)行設(shè)計(jì)。因此，作為一種可行的方案，各種鐵氧體加載的同軸線(xiàn)段用于制造傳輸線(xiàn)變壓器可以規(guī)避尺寸、帶寬和最大功率等的相關(guān)約束。

本文首先分析加載鐵氧體同軸線(xiàn)的相關(guān)等效電路中各個(gè)元件值的相關(guān)理論計(jì)算，然后使用AWR設(shè)計(jì)1款工作在200～1 000 MHz的二等分Wilkinson合路器，仿真表明：在200～1 000 MHz頻率范圍內(nèi)，插損≤3.364 dB，隔離度≤-8 dB,輸入輸出反射系數(shù)≤-10 dB。

1 加載鐵氧體的同軸線(xiàn)的等效模型

寬帶加載鐵氧體的同軸線(xiàn)的等效模型在之前已經(jīng)得到大量的理論研究成果[3-5]。這里總結(jié)前人研究成果，考慮加載鐵氧體之后的同軸線(xiàn)以及同軸線(xiàn)本身的寄生參數(shù)效應(yīng)設(shè)計(jì)1種新的等效模型。

使用Debye模型[6]模擬61號(hào)鐵氧體磁芯在其本征頻率fc=40×106Hz處的典型頻率，表征為

(1)

最后，加載鐵氧體磁性的同軸線(xiàn)等效模型如圖1所示。該電路模型考慮雙口磁芯相對(duì)磁導(dǎo)率的實(shí)部和虛部引入的串聯(lián)寄生電感(LF)和寄生電阻(RF)。串聯(lián)寄生電感和寄生電阻的等效表達(dá)式分別為

(2)

(3)

式中：l為同軸線(xiàn)的線(xiàn)長(zhǎng)，ω為工作角頻率，r為同軸線(xiàn)的半徑。

在圖1的模型中，加入兩個(gè)串聯(lián)的電感L3和L4，該值為同軸線(xiàn)端口的寄生電感參數(shù)，這里選取L3=L4=3 nH.

圖1 加載鐵氧體磁芯的同軸線(xiàn)等效模型

圖2 本文所提VHF/UHF寬帶Wilkinson合路器結(jié)構(gòu)

2 80～1 000 MHz 等分Wilkinson功分器仿真

如圖2所示為工作在VHF/UHF頻段的寬帶Wilkinson功分器，其中，整個(gè)功分器分為兩個(gè)部分：第一部分由3個(gè)加載有相對(duì)磁導(dǎo)率為800的磁芯的特征阻抗為37.5 Ω的同軸線(xiàn)構(gòu)成，其中，由于37.5 Ω同軸線(xiàn)并不是標(biāo)準(zhǔn)同軸線(xiàn)，使用2個(gè)75 Ω并聯(lián)同軸線(xiàn)等效替代，這里3個(gè)加載有磁芯的同軸線(xiàn)的長(zhǎng)度等長(zhǎng)，均為60 mm,這一部分的功能是將端口1的50 Ω變換到25 Ω端口，實(shí)現(xiàn)阻抗變換2∶1的特性轉(zhuǎn)換。第二部分由兩段長(zhǎng)度為60 mm的加載有相對(duì)磁導(dǎo)率為800的磁芯的特征阻抗50 Ω的同軸線(xiàn)和1個(gè)介于兩個(gè)同軸線(xiàn)輸出端口之間的100 Ω隔離電阻構(gòu)成，這部分即完成阻抗25 Ω到50 Ω的變換，同時(shí)實(shí)現(xiàn)Wilkinson功分器的基本構(gòu)造。為了實(shí)現(xiàn)更好匹配，在輸入端口1 和兩個(gè)部分之間的阻抗變換處加入匹配電容，在端口2和端口3處加入開(kāi)路線(xiàn)，調(diào)整匹配。

仿真結(jié)果如圖3、圖4、圖5所示，其中，圖3所示為所提功分器在1～1 000 MHz頻率變換范圍內(nèi)插損、隔離度隨頻率變化情況。從圖中可以看到，在1～1 000 MHz頻率變化范圍內(nèi)，最大插損為-3.364 dB，可見(jiàn)該低頻寬帶功分器具有較小的插損。在整個(gè)頻率變化范圍內(nèi)最小隔離度為-6.579 dB，如果縮小頻率使用范圍，可以看到在500～1 000 MHz二倍頻范圍內(nèi)，隔離度≤-15 dB，其隔離度良好。與IPP公司的IPP-1205[7]相比，IPP的最大插損為-3.55 dB，可見(jiàn)本文所提結(jié)構(gòu)在插損方面明顯優(yōu)于IPP-1205,并且從產(chǎn)品社會(huì)效益來(lái)看，本文設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)的成本要低于直接購(gòu)買(mǎi)IPP-1205的成本。

圖3 1～1 000 MHz范圍內(nèi)插損、隔離度隨頻率變化情況

圖4 1～1000 MHz范圍內(nèi)2、3端口相位隨頻率變化情況

圖5 1～1000 MHz范圍內(nèi)3個(gè)端口回波損耗隨頻率變化情況

如圖4所示為所提功分器在1～1000 MHz頻率變換范圍內(nèi)端口2、3相位隨頻率變化情況，從圖中可以看到，2個(gè)端口相位基本保持一致，設(shè)計(jì)仿真效果良好。如圖5所示為所提功分器在1～1 000 MHz頻率變換范圍內(nèi)3個(gè)端口回波損耗隨頻率變化情況，從圖中可以看到，S11在整個(gè)頻段內(nèi)回波損耗均<-15 dB，而端口2和端口3在低頻范圍內(nèi)效果較差，隨著頻率增大，其回波損耗逐漸改善。綜上，本文設(shè)計(jì)了1款工作在200～1 000 MHz的低頻寬帶Wilkinson功分器，其各項(xiàng)指標(biāo)基本達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

3 結(jié)束語(yǔ)

本文首先介紹加載有磁性的同軸線(xiàn)的等效模型，然后使用AWR仿真1款工作在200～1 000 MHz的寬帶低頻Wilkinson功分器，并進(jìn)行相關(guān)優(yōu)化工作。仿真得到在200～1 000 MHz頻率范圍內(nèi)，最大插損為-3.364 dB，隔離度≤-8 dB，輸出端口相位變化情況基本一致，S11在整個(gè)頻段內(nèi)回波損耗均<-15 dB，S22和S33在整個(gè)頻段內(nèi)回波損耗均<-8.5 dB，其中，S22和S33效果略差，該項(xiàng)指標(biāo)和帶內(nèi)插損以及端口輸出之間匹配有關(guān)，本文權(quán)重在于帶內(nèi)插損情況，因而對(duì)S22和S33采取折中處理，整體而言設(shè)計(jì)指標(biāo)較好。仿真表明，該寬帶低頻Wilkinson功分器在200～1 000 MHz的頻率范圍性能和設(shè)計(jì)指標(biāo)都得到了良好的設(shè)計(jì)。同時(shí)，由于仿真設(shè)計(jì)達(dá)到了設(shè)計(jì)之初的設(shè)計(jì)要求，為今后實(shí)物驗(yàn)證提供了理論支撐。