林雨佳，范 超

（中國電子科技集團公司第四十七研究所，沈陽110032）

1 引 言

隨著半導(dǎo)體行業(yè)發(fā)展，CMOS 工藝的不斷提高，芯片的尺寸越來越小。對芯片內(nèi)部的各個功能模塊低功耗、高穩(wěn)定、高精度等要求越來越高[1]。在集成電路領(lǐng)域，無論是數(shù)字集成電路中還是混合集成電路中，都使用振蕩器電路，如半橋驅(qū)動器、MCU 等電路。振蕩器模塊作為系統(tǒng)時鐘產(chǎn)生的關(guān)鍵部件，廣泛應(yīng)用于電子及通信系統(tǒng)中，尤其在鎖相環(huán)電路、時鐘恢復(fù)電路中更是重中之重[2]。所以，以CMOS 工藝為基礎(chǔ)的可修調(diào)RC 振蕩器[3-5]成為近年的研究重點。

一般的RC 振蕩器輸出頻率容易受環(huán)境溫度影響，溫度特性較差。為了得到更好的溫度特性，提出一種新型可修調(diào)高精度RC 振蕩器，通過修調(diào)手段提高溫度特性，使輸出頻率變化控制在0.5%以內(nèi)。

2 現(xiàn)有技術(shù)中的一種振蕩器

振蕩器通過邏輯控制器使能可控開關(guān)對電容器進行充放電來完成振蕩波形輸出。如圖1 所示為現(xiàn)有技術(shù)中的一種振蕩器的簡化示意圖，振蕩器主要由比較器、電容、可控開關(guān)和邏輯控制器構(gòu)成。由開關(guān)通斷控制電容充放電的工作狀態(tài)，比較器的兩個輸入端分別是電容電壓和所設(shè)置的閾值電壓，當電容電壓高于比較器閾值電壓時，邏輯控制器輸出的方波信號將會使可控開關(guān)1 斷開，可控開關(guān)2 導(dǎo)通，此時電容電壓下降。當電容電壓低于比較器閾值電壓時，邏輯控制器輸出的方波信號將會使可控開關(guān)2 斷開，可控開關(guān)1 導(dǎo)通，此時電容電壓上升。此過程不斷反復(fù)產(chǎn)生連續(xù)不斷的振蕩波形。

圖1 現(xiàn)有技術(shù)中的一種振蕩器

振蕩器的每個時鐘周期由三部分時間組成：電容的充電時間tcharge，電容的放電時間tdischarge和比較器和邏輯控制器的延遲時間tdelay，則最終時鐘的頻率為：

由公式(1)可以看出，這種方式產(chǎn)生的時鐘頻率不僅與電容的充放電時間有關(guān)，而且還與比較器和邏輯控制電路的延時有關(guān)。隨著電容充放電的電壓變化，比較器輸出信號經(jīng)過邏輯控制器觸發(fā)可控開關(guān)的時間，與電容電壓達到跳變值的時間相比要延后一段時間。在延后的時間段內(nèi)電容電壓仍然在上升或下降，因此輸出電壓帶有誤差，電壓頻率也產(chǎn)生誤差。圖1 振蕩器結(jié)構(gòu)中的比較器和邏輯控制器存在的延時現(xiàn)象，即使選擇高速器件或簡易邏輯控制方式也不可避免延時帶來的影響。

通常工程上認為比較器和邏輯控制電路的延時時間tdelay 是振蕩器頻率溫度系數(shù)差的主要誤差來源。當時鐘頻率較高時，tdelay 的影響會更加突出，所得到的時鐘頻率受溫度影響也就越大。理論上減少這項誤差的絕對值會降低誤差的溫度變化量，但實際中任何電路結(jié)構(gòu)都存在不同程度的延遲。不同溫度情況延時的程度不同，使得環(huán)境溫度不同時電容充放電時間不同，導(dǎo)致電壓頻率受到溫度影響。

因此，需要提供一種可對延遲時間進行溫度補償?shù)恼袷幤?，以解決上面提到的問題。

3 新型可修調(diào)高精度RC振蕩器設(shè)計

新型可修調(diào)高精度低功耗RC 振蕩器的結(jié)構(gòu)如圖2 所示，包括兩個比較器、邏輯控制器、兩個電容器和修調(diào)陣列等。其中振蕩器模塊電源VDD 是由系統(tǒng)內(nèi)部LDO 輸出提供。Rtrim1、Rtrim2 為可修調(diào)電阻陣列，通過修調(diào)電阻比例，可調(diào)節(jié)比較器閾值電壓VB，從而調(diào)節(jié)時鐘頻率。Ctrim1、Ctrim2 為可修調(diào)電容陣列，通過修調(diào)電容可調(diào)節(jié)充電速度，改變時鐘頻率。PTC、NTC 分別為正溫度系數(shù)電阻和負溫度系數(shù)電阻，用來補償充電電流溫度變化對輸出時鐘的影響。

圖2 新型可修調(diào)高精度RC 振蕩器

3.1 振蕩器中的比較器電路

圖3 為新型振蕩器中的比較器電路，通過調(diào)節(jié)比較器輸出阻抗，引入一個或正或負輸入失調(diào)電壓，通過調(diào)節(jié)比較器延遲的極性和大小，改變其溫度系數(shù)，補償后級數(shù)字邏輯延遲時間的溫度特性。

編程寄存器修調(diào)碼，比較器[6-8]將會產(chǎn)生的輸入失調(diào)電壓ΔV 時。如果ΔV 為正，當VP 端電壓大于VN 端電壓至少一個時，mp2 導(dǎo)通，mp1、mn1、mn2 關(guān)斷，比較器輸出為高，否則輸出為低。如果ΔV 為負，當VP 端電壓小于VN 端電壓至少一個時，mp1、mn1、mn2 導(dǎo)通，mp2 關(guān)斷，比較器輸出為低，否則輸出為高。

圖3 新型振蕩器中的比較器電路

輸入失調(diào)電壓ΔV 的正負和大小由修調(diào)碼控制，修調(diào)碼可分為低三位Trim＜0：2＞和高三位Trim＜3：5＞, 碼數(shù)越小，有源負載阻抗越大，需要注意的是，無論是低三位還是高三位均不能出現(xiàn)000 碼，因為這樣不能形成通路，比較器將無法正常工作。

mp1 和 mp2 為放大管 ，mn1、mn2、mn3、mn4、mn5、mn6、mn7、mn8 組成比例電流源作為有源負載，mn3～mn8 的器件寬長比依次為 1：2：4：4：2：1，編程6 位寄存器修調(diào)碼，可分別控制mn3～mn8 的開關(guān)狀態(tài)，這些管子導(dǎo)通之后的阻抗與他們的寬長比成反比。這樣通過修調(diào)寄存器調(diào)節(jié)比較器輸出阻抗，引入一個或正或負輸入失調(diào)電壓，通常比較器延遲的極性和大小，直接決定其溫度系數(shù)，例如，比較器延遲為正值，那么其溫度特性為正，反之亦然。這樣的話無論后級數(shù)字邏輯的延遲時間呈現(xiàn)出怎樣的溫度特性，都可以通過寄存器給出的修調(diào)碼進行調(diào)節(jié)。

對修調(diào)寄存器進行編程，控制放大器有源負載的輸出阻抗，引入一部分輸入失調(diào)電壓，調(diào)節(jié)比較器延遲的絕對值，改變其溫度系數(shù)，補償后級數(shù)字邏輯延遲時間的溫度特性。

3.2 振蕩器中的邏輯控制電路

圖4 為新型振蕩器中邏輯控制電路，信號A 與信號B 互為反相信號，當A 由低變高、B 為由高變低時，信號A 將mn1 導(dǎo)通，E 點電壓為低，經(jīng)過反相器 INV1，輸出信號 D 為高；信號 B 將 mn2 關(guān)斷，此時，F(xiàn) 點信號由于延遲電路buffer2 的存在，仍保持上一狀態(tài)高電平，與信號D 做與非邏輯，與非門NAND2 輸出一個瞬間低脈沖，將mp4 導(dǎo)通，G 點電壓為高，經(jīng)過反相器INV2，輸出信號C 為低，將mp3導(dǎo)通，將G 點信號鎖在高電平狀態(tài)，直到B 信號高電平到來。這樣的邏輯處理，使振蕩器脈沖寬度只與電容的充電時間有關(guān)，且占空比為50%。

圖4 新型振蕩器中的邏輯控制電路

3.3 電路仿真

電路采用0.5μm CMOS 工藝進行設(shè)計，使用Spectre 軟件進行電路仿真，仿真結(jié)果如表1 所示。

表1 電路仿真數(shù)據(jù) 單位：MHz

4 結(jié)束語

本論文給出了一種0.5μm CMOS 工藝下設(shè)計的可修調(diào)高精度RC 振蕩器電路，該電路采用雙斜坡與偏置電壓輪流比較的工作方式實現(xiàn)高頻時鐘。這種做法的優(yōu)勢是振蕩頻率只與充電時間有關(guān)，而與放電時間無關(guān)，不考慮放電時間延遲對頻率的影響。并且對修調(diào)寄存器進行編程，控制放大器有源負載的輸出阻抗，引入一部分輸入失調(diào)電壓，通過調(diào)節(jié)比較器延遲的極性和大小，改變其溫度系數(shù)，補償后級數(shù)字邏輯延遲時間的溫度特性。該電路已應(yīng)用在某8 位微處理器中作為24MHz 內(nèi)部振蕩器，該電路在溫度范圍為-55℃～125℃時，未進行修調(diào)的振蕩器受溫度影響，頻率變化范圍為1%，經(jīng)過修調(diào)之后的頻率變化可控制在0.5%以內(nèi)。