任向陽，周 攀，戴朝波

(1.廣西電網(wǎng)有限責(zé)任公司南寧供電局，廣西 南寧 530022；2.國網(wǎng)北京市電力公司昌平供電公司，北京 昌平102200；3.先進(jìn)輸電技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(全球能源互聯(lián)網(wǎng)研究院有限公司)，北京 昌平 102209)

0 引言

太陽能作為一種新型的綠色可再生能源，是未來人類重點(diǎn)開發(fā)利用的新能源之一。過去幾十年來，太陽能光伏發(fā)電也由最初的“屋頂計(jì)劃”發(fā)展到今天的大規(guī)模并網(wǎng)，這也是光伏發(fā)電未來發(fā)展的主要方向[1]。當(dāng)前，光伏并網(wǎng)主要是將光伏組件產(chǎn)生的直流電能通過逆變器轉(zhuǎn)換成交流電能送入電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)發(fā)電。

未來以光伏發(fā)電為代表的可再生能源在國家政策的推動下將得到大規(guī)模的推廣應(yīng)用，分布式新能源的就地消納會成為未來配電網(wǎng)的重要特征。未來配電網(wǎng)中，變頻電器、電動汽車充換電站、數(shù)據(jù)中心以及新型電子類終端等新型負(fù)荷不斷涌現(xiàn)，負(fù)荷類型趨于多樣化。

國家電網(wǎng)公司已在張家口啟動張北可再生能源柔性直流送出與消納示范工程，針對高滲透率可再生能源的接入和敏感負(fù)荷的廣泛應(yīng)用，對配電網(wǎng)的潮流控制，交直流接入能力、電能質(zhì)量隔離控制以及優(yōu)質(zhì)供電能力所帶來的問題，國家電網(wǎng)公司提出了柔性變電站的概念。柔性變電站可同時引出直流饋線和交流饋線，滿足用戶對交、直流不同電能形式的用電需求。通過柔性變電站交、直流饋線分別供電，可省略部分變換環(huán)節(jié)和變換裝置，使得配電網(wǎng)結(jié)構(gòu)簡單，控制更加靈活、損耗降低，因而適用于負(fù)荷多樣化且集中的區(qū)域。

本文提出了一種適合光伏發(fā)電直流并網(wǎng)的組合型DC-DC變換器，首先根據(jù)實(shí)際工程要求，對電路參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)；然后建立小信號模型對影響變換器輸出電壓及模塊間均壓因素進(jìn)行了分析；最后提出了一種移相控制和均壓控制策略。

1 并網(wǎng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇

圖1為光伏發(fā)電直流并網(wǎng)接入柔性變電站示意圖，圖中MPPT為最大功率點(diǎn)跟蹤(maximum power point tracking)。

圖1 光伏發(fā)電經(jīng)DC/DC變換器接入柔變直流母線Fig.1 Photovoltaic power generation connect the DC/DC converter to DC bus of flexible substation

在直流DC-DC變換器中，傳統(tǒng)的Boost電路因其具有采樣和控制電路簡單，成本低廉等優(yōu)點(diǎn)而廣泛應(yīng)用于光伏發(fā)電最大功率跟蹤控制中。而在其他應(yīng)用場合，有時為了實(shí)現(xiàn)電壓高增益，需要把Boost電路開關(guān)管的占空比調(diào)節(jié)到接近于1的極限值。極限占空比制約了占空比變化區(qū)間調(diào)節(jié)范圍，導(dǎo)致動態(tài)特性較差。因此，傳統(tǒng)Boost電路不適合應(yīng)用在高增益高效率變換場合[2]。

Mustansir H．Kheraluwala 最早提出了隔離式雙向全橋(dual-active-bridge, DAB) DC-DC 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[3 -7]，DAB式 DC-DC 變換器可實(shí)現(xiàn)直流電壓變換、功率雙向流動、故障隔離等功能。由于光伏發(fā)電并網(wǎng)功率是單向流向，單向全橋無論是從經(jīng)濟(jì)上來說還是從控制角度來看都更適合用于光伏發(fā)電直流電壓變換[8]。

文獻(xiàn)[9]提出用隔離型DC-DC全橋變換電路為光伏發(fā)電模塊級聯(lián)終端，輸出端器件為二極管整流結(jié)構(gòu)，形成多二極管串聯(lián)電路。然而，串并聯(lián)絕緣柵雙極型晶體管 (insulated gate bipolar transistor, IGBT)，器件間的均壓和均流問題卻又是個難題。若采用多個DC-DC變換器單元串聯(lián)的方式，可減小各變換器子模塊中開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，適合高電壓的應(yīng)用場合；而采用多個 DC-DC 變換器單元并聯(lián)的方式，可減小各變換器子模塊中開關(guān)器件的電流應(yīng)力，適合大電流場合[10]。目前，移相全橋電路是國內(nèi)外應(yīng)用非常廣泛的軟開關(guān)電路。與傳統(tǒng)的全橋硬開關(guān)電路相比，移相全橋電路僅需在隔離變壓器原邊側(cè)串聯(lián)一個諧振電感，就可以實(shí)現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓開通。因此，可以選用移相全橋ZVS變換器為基本單元來構(gòu)成輸入側(cè)并聯(lián)輸出側(cè)串聯(lián)組合型DC-DC 變換器，移相全橋電路及其主要工作波形分別如圖2—3所示，組合型DC-DC 變換器如圖4所示。其中：Uin表示輸入電壓；Tj(j=1,2,3,4)表示功率開關(guān)管；Dj(j=1,2,3,4)表示功率開關(guān)管的反并聯(lián)二極管；Cj(j=1,2,3,4)表示功率開關(guān)管的寄生電容；Lr表示諧振電感；DRj(j=1,2,3,4)表示輸出整流二極管；Lf表示濾波電感；Cf表示濾波電容；R表示等效負(fù)載。T1和T3的驅(qū)動信號超前T2和T4一定相位，T1和T3構(gòu)成超前橋臂，T2和T4構(gòu)成滯后橋臂。分析之前，先做出如下假設(shè):

圖2 移相全橋變換器Fig.2 Phase shift full bridge converter

圖3 移相全橋變換器主要波形圖Fig.3 Main waveforms of phase shift full bridge converter

圖4 組合型DC/DC變換器Fig.4 Combined DC/DC converter

1) 所有元器件均為理想的。

2)C1=C3=Clead，C2=C4=Clag。這里，Clead為超前橋臂的寄生電容，Clag為滯后橋臂的寄生電容。

3)Lf?Lr/K2，K為變壓器變比[11]。

2 工程參數(shù)計(jì)算

工程設(shè)計(jì)要求：光伏發(fā)電功率P=2.5 MW，輸入電壓Uin=750 V(±5%)，輸出電壓Uo=±10 kV。

根據(jù)工程設(shè)計(jì)要求，選用20個移相全橋電路通過輸入側(cè)并聯(lián)輸出側(cè)串聯(lián)級聯(lián)成組合DC-DC變換器，每個模塊傳輸額定功率125 kW，控制每個模塊輸出電壓為1 kV，輸出端等效額定負(fù)載8 Ω。

2.1 隔離變壓器變比計(jì)算

假設(shè)副邊最大占空比Demax=0.85，二極管導(dǎo)通壓降UD=1.5 V，輸出濾波電感壓降ULf=2 V，變壓器副邊最低電壓為

(1)

原副邊變比為

(2)

為了減小變壓器副方整流二極管的反向電壓，降低變壓器原方開關(guān)器件上的電流應(yīng)力，并有效提高變壓器的利用率，高頻變壓器的額定變比應(yīng)該盡量選小一些。因此，選定變壓器變比K=0.6。

2.2 超前橋臂電容計(jì)算

在超前橋臂開通過程中，諧振電感Lr與折算到原邊的輸出濾波電感Lf串聯(lián)，用Lf和Lr中的能量是來實(shí)現(xiàn)超前橋臂ZVS。一般來說，Lf很大，所以在超前橋臂開通過程中，可以認(rèn)為變壓器原邊電流近似不變，等效于1個恒流源。因此，為了實(shí)現(xiàn)超前橋臂的零電壓開通，必須使T1和T3驅(qū)動信號的死區(qū)時間滿足以下關(guān)系

(3)

由上式容易看出，當(dāng)輸出電流I0變小時，C3放電到0的時間將會變長，即超前橋臂在輕載時可能失去零電壓開關(guān)條件。因此，選擇電容C1和C3要依據(jù)超前橋臂死區(qū)大小和要求實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的負(fù)載范圍來確定，考慮在最高輸入電壓，也就是最難實(shí)現(xiàn)零壓開通時來確定。

實(shí)際上，大功率裝置設(shè)備中，由于采用IGBT作為開關(guān)器件，死區(qū)時間不宜設(shè)置過小，一般為2.0～2.5 μs，設(shè)置超前橋臂死區(qū)時間為2.0 us?？紤]變換器在大于20%額定負(fù)載時都能實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，即IP大于41.6 A時能實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，輸入最高電壓為787.5 V，則有

(4)

2.3 滯后橋臂電容計(jì)算

在滯后橋臂開關(guān)過程中，變壓器副邊是短路的，此時用來實(shí)現(xiàn)ZVS的能量只是諧振電感中的儲能，因此滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS比較困難。

當(dāng)滯后橋臂工作時，變換器諧振電感Lr和開關(guān)器件的并聯(lián)電容C2、C4諧振，A點(diǎn)電位由Uin逐漸減小，當(dāng)?shù)陀诘碗娢粫r，D2導(dǎo)通，此時開通T2，則T2實(shí)現(xiàn)零電壓開通。由此可見，若要實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開通，必須滿足以下條件:

(1) 串聯(lián)諧振電感儲能大于滯后橋臂諧振電容儲能，即

(5)

忽略變壓器寄生電容CTR，簡化可得：

(6)

(2) 在滯后橋臂開通時，原邊電流近似為恒定。滯后橋臂的并聯(lián)電容滿足下式

(7)

(3) 滯后橋臂開關(guān)的死區(qū)時間應(yīng)小于或等于四分之一的諧振周期，即

(8)

在這3個約束條件及滯后橋臂死區(qū)時間2.0 μs和ZVS軟開關(guān)41.6 A電流條件下，可以選擇合適的諧振電感Lr和諧振電容Clag。由于串聯(lián)諧振電感和開關(guān)器件并聯(lián)電容均不宜過大或過小，故諧振電感應(yīng)與開關(guān)管并聯(lián)電容協(xié)調(diào)確定。

在上述約束條件下，有：

(9)

代入?yún)?shù)計(jì)算滯后橋臂電容得，Clag<5.28×10-8F。這里選取Clag=40 nF，根據(jù)上式得到串聯(lián)諧振電感Lr≥2.03×10-5H。

2.4 輸出濾波電感電容的設(shè)計(jì)

工程設(shè)計(jì)中，一般要求輸出濾波電感電流的脈動量ΔI為額定輸出電流的20%。也就是說，要使輸出電流為額定電流的10%×Io的情況下，流過輸出濾波電感上的電流保持連續(xù)。所以，上式中的Io_nom可取10%。全橋DC-DC變換器副邊整流后得到的方波電壓頻率為2fs，即fLf=2fs。為了保證輸出濾波電感電流的最大脈動量ΔImax不超過最大輸出電流的20%，則輸出濾波電感為

(10)

式中：Uo=1 kV；Io=125 A；fs=3 kHz；Uin_max=787.5 V；ULf=2 V；UD=1.5 V；K=0.6，代入?yún)?shù)計(jì)算得Lf= 1.56 mH。

輸出濾波電容的容量大小應(yīng)該根據(jù)電源對輸出電壓紋波Uo-pp的要求來設(shè)計(jì)。輸出濾波電容的電容量Cf可依據(jù)以下公式計(jì)算得到:

(11)

要求輸出濾波電容將電壓波動限制在較小的范圍，波動允許幅值取Uo-pp=100 mV。這里，fcf=2fs，代入上式并代入?yún)?shù)計(jì)算得Cf=5.2 mF[12-13]。

3 小信號建模分析

以2個基本模塊單元組合變換器為例，建立組合變換器的小信號模型如圖5[14-15]。

圖5 兩模塊組合全橋變換器小信號模型Fig.5 Small signal model of two-module combination Full-bridge converter

根據(jù)小信號模型推導(dǎo)副邊有效占空比De為

(12)

穩(wěn)態(tài)時，根據(jù)輸入輸出功率平衡有(不計(jì)損耗):

(13)

因?yàn)檩敵鰝?cè)串聯(lián)，所以有Io1=Io2=Io，代入式(13)可得

(14)

由式(12)(14)可得

(15)

把De1Uin/K=Uo1和De2Uin/K=Uo2，代入式(15)可得

(16)

由式(16)可見，兩模塊參數(shù)匹配且原邊占空比相同時，有Lr1=Lr2、Lf1=Lf2和D1=D2，根據(jù)式(14)(16)有：Uo1=Uo2；Io1=Io2。

由式(16)可知，影響均壓的因素有諧振電感、濾波電感、開關(guān)管和整流二極管的導(dǎo)通壓降、原邊占空比等。

3.1 諧振電感不同對均壓影響

假設(shè)兩模塊間其他參數(shù)完全相同，設(shè)置Lr1=20uH,Lr2=19uH，仿真結(jié)果如圖6。仿真結(jié)果表明：諧振電感不一致會導(dǎo)致各模塊輸出電壓的不均衡，且諧振電感大的模塊的輸出電壓低。這是因?yàn)閮赡K的原邊占空比相等時，諧振電感較大的模塊占空比丟失大，副邊所得到的有效占空比較小，導(dǎo)致了該模塊輸出電壓較低。

圖6 諧振電感不同時輸出均壓情況Fig.6 Impact on voltage among modules due to the differences of resonant inductors

3.2 濾波電感不同對均壓影響

假設(shè)兩模塊間其他參數(shù)完全相同，設(shè)置Lf1=1.56 mH,Lf2=1.46 mH，仿真結(jié)果如圖7。仿真結(jié)果表明：輸出濾波電感影響模塊間輸出電壓均衡，輸出濾波電感小的模塊輸出電壓的紋波較大，輸出濾波電感大的模塊輸出電壓紋波較小。

圖7 輸出濾波電感不同時輸出均壓情況Fig.7 Impact on voltage among modules due to the differences of filter inductance

3.3 導(dǎo)通壓降不同對均壓影響

同樣假設(shè)模塊間其他參數(shù)完全相同，而在模塊2的整流二極管上串聯(lián)1個0.15 Ω電阻，仿真結(jié)果如圖8。仿真結(jié)果表明：模塊中整流二極管的導(dǎo)通壓降會影響輸出電壓均衡,這是因?yàn)閷?dǎo)通壓降大的模塊對應(yīng)副邊整流后得到的電壓較低，因此整流二極管或開關(guān)管導(dǎo)通壓降大的變換器模塊輸出電壓較低。

圖8 導(dǎo)通壓降不同時輸出均壓情況Fig.8 Impact on voltage among modules due to the differences of conduction pressure drop

3.4 濾波電容不同對均壓影響

由式(16)可知，濾波電容對占空比丟失沒有影響，也不影響模塊間電壓差異大小。實(shí)際電路中，輸出濾波電容一般采用容值較大的電解電容，但其實(shí)際的容值與標(biāo)稱值大小之間存在一定的差異，因此兩變換器模塊輸出濾波電容的容值不可能完全相同。假設(shè)兩模塊間其他參數(shù)完全相同，設(shè)Cf1=5.2 mF，Cf2=5.0 mF，仿真結(jié)果如圖9。仿真結(jié)果表明，輸出電容不一致不影響均壓。

圖9 輸出濾波電容不同時輸出均壓情況Fig.9 Impact on voltage among modules due to the differences of filter capacitance

4 全橋變換器控制策略研究

4.1 閉環(huán)控制策略

圖10 脈沖驅(qū)動模型Fig.10 Pulse drive model

圖11 功率開關(guān)管驅(qū)動波形Fig.11 Drive waveforms of power switch tube

運(yùn)用如圖10的脈沖驅(qū)動模型來驅(qū)動移相全橋的4個功率開關(guān)管， 4個功率開關(guān)管的驅(qū)動波形如圖11所示，脈沖驅(qū)動控制主要波形如圖12所示。

為驗(yàn)證控制策略的有效性，設(shè)定輸入電壓在仿真時間0.5 s時由750 V階躍到730 V，0.75 s時又恢復(fù)到750 V，仿真輸出電壓變化波形圖如圖13所示；輸出等效負(fù)載在仿真時間0.5 s由8 Ω階躍到40 Ω時，仿真輸出電壓變化波形圖如圖14所示。仿真結(jié)果表明，無論是輸入電壓發(fā)生突變還是負(fù)載發(fā)生突變，輸出電壓都能很快的迅速穩(wěn)定在1 kV。

4.2 均壓控制策略

圖12 單模塊控制相關(guān)波形圖Fig.12 Relevant waveforms of single module control

圖13 輸入電壓階躍變化時輸出電壓變化波形圖Fig.13 Impact of input voltage step change on output voltage

圖14 負(fù)載階躍變化時輸出電壓變化波形圖Fig.14 Impact of load step change on output voltage

圖15 均壓控制框圖Fig.15 Control block diagram of sharing output voltage

控制框圖如圖15所示，控制策略有19個輸出均壓環(huán)和1個共用的輸出電壓環(huán)組成。組合系統(tǒng)中前19個模塊中各模塊的輸出電壓值與系統(tǒng)總輸出電壓值的1/n經(jīng)過比較器后進(jìn)入比例積分(proportional integral, PI)調(diào)節(jié)輸出；系統(tǒng)總輸出電壓與參考電壓比較后經(jīng)過PI調(diào)節(jié)。前19個模塊將共用輸出電壓調(diào)節(jié)輸出值與每個模塊各自輸出均壓調(diào)節(jié)值做差值比較后，再與三角波交截產(chǎn)生各自模塊的驅(qū)動信號，第20個模塊的驅(qū)動信號是通過輸出電壓環(huán)調(diào)節(jié)輸出信號與各個模塊均壓環(huán)調(diào)節(jié)輸出信號累加后再與三角波交截形成。

設(shè)置差異性參數(shù)如下：第3個模塊的諧振電感為19 μH；第7個模塊濾波電感為1.46 mH；第12個模塊的整流二極管上串聯(lián)1個0.1 Ω電阻。對20個模塊級聯(lián)組合變換器仿真分析，總輸出電壓仿真結(jié)果如圖16所示，各子模塊輸出電壓仿真結(jié)果如圖17所示，均壓控制仿真結(jié)果如圖18所示。仿真結(jié)果表明：在級聯(lián)組合變換器模塊間參數(shù)存在細(xì)微差異時，采用上述均壓控制時，能夠維持模塊間輸出電壓均衡。

圖16 20模塊組合變換器總輸出電壓波形圖Fig.16 Total output voltage waveform of 20 module combination converter

圖17 20模塊組合變換器各模塊輸出電壓波形圖Fig.17 Output voltage waveform of each module of 20 module combination converter

圖18 均壓控制仿真波形圖Fig.18 Simulation waveform of sharing voltage control

5 結(jié)論

本文提出了一種基于移相全橋電路，采用輸入側(cè)并聯(lián)輸出側(cè)串聯(lián)的組合DC-DC變換器拓?fù)洌軌驅(qū)崿F(xiàn)低電壓輸入、高電壓輸出，適用于光伏發(fā)電直流并網(wǎng)系統(tǒng)。通過對兩個移相全橋電路級聯(lián)建立小信號模型，分析了影響模塊間輸出均壓的因素，提出了一種簡化控制策略及均壓控制策略。在PSCAD/EMTDC仿真平臺驗(yàn)證了影響模塊間均壓的因素，并驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。