劉 建，張明華

(華南師范大學(xué)物理與電信工程學(xué)院，廣州 510006)

近年來(lái)，隨著無(wú)線技術(shù)和半導(dǎo)體技術(shù)的飛速發(fā)展，射頻能量收集 (Radio Frequency Energy Harvesting,RFEH)技術(shù)越來(lái)越受到工業(yè)界和學(xué)術(shù)界的廣泛關(guān)注. RFEH技術(shù)是一種新型電力能量獲取技術(shù)，通過天線收集散布在空氣中離散的射頻信號(hào)或來(lái)自特定射頻信號(hào)源發(fā)射的射頻信號(hào)，然后通過整流電路將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為直流電壓，從而為后續(xù)電路提供全部或部分能量. 這種從環(huán)境中獲取射頻能量的方式可以克服傳統(tǒng)電池供電帶來(lái)的使用壽命有限、維護(hù)成本高等不利因素，大大拓展了一些低功率電子設(shè)備使用的靈活性. 目前，RFEH技術(shù)可被廣泛應(yīng)用于無(wú)線傳感網(wǎng)絡(luò)( Wireless Sensor Networks，WSNs)[1-3]、物聯(lián)網(wǎng)(Internet of Things，IoT)[4-6]、植入式生物醫(yī)療設(shè)備(Biomedical Implanted Devices，BIDs)[7-9]等.

整流天線是射頻能量收集系統(tǒng)中的重要組成部分，其主要作用是接收(或采集)射頻能量并將其轉(zhuǎn)換為直流能量. 整流天線(Rectenna)主要由天線(Antenna)和整流電路(Rectifier)兩部分構(gòu)成[10]. 整流電路的性能對(duì)于整流天線和整個(gè)RFEH系統(tǒng)的性能都具有重要影響. 通常，整流電路的性能指標(biāo)有：射頻-直流功率轉(zhuǎn)換效率(RF-to-DC Power Conversion Efficiency)、頻帶寬度、輸入功率范圍等. 考慮到環(huán)境中的射頻信號(hào)分布在多個(gè)不同的頻帶，因此，對(duì)寬帶整流電路進(jìn)行研究具有重要意義. 然而，由于整流電路的非線性特征，使高效率寬帶整流電路的設(shè)計(jì)具有挑戰(zhàn)性[11].

目前，國(guó)內(nèi)外一些學(xué)者已經(jīng)對(duì)寬帶整流電路開展了一定程度的研究. 例如雙支路匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶整流電路[12]，當(dāng)輸入功率為10 dBm時(shí)，該整流電路在1.8～2.5 GHz頻率范圍內(nèi)，整流效率均大于40%. 此外，基于二階分支線耦合器寬帶整流電路的研究[13]表明：當(dāng)輸入功率為17.2 dBm時(shí)，該整流電路在2.08～2.58 GHz頻率范圍內(nèi)，整流效率均大于70%. 上述設(shè)計(jì)方案[12-13]雖然在一定程度上拓展了整流電路的帶寬，但這些設(shè)計(jì)不僅增加了電路尺寸和復(fù)雜度，也造成了更大的插損，不利于整流電路效率的提升. 在基于非均勻傳輸線設(shè)計(jì)的寬帶整流電路[14]中，當(dāng)輸入功率為10 dBm時(shí)，該整流電路在470～860 MHz頻帶范圍內(nèi)轉(zhuǎn)換效率均大于60%，但是其匹配網(wǎng)絡(luò)大幅增加了電路尺寸. 在基于兩級(jí)匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶整流電路[15]中，當(dāng)輸入功率為19.5 dBm時(shí)，該整流電路在1.80～2.72 GHz頻率范圍內(nèi)轉(zhuǎn)換效率大于70%. 在采用多個(gè)二極管和頻率選擇性網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)的寬帶整流電路[16]中，當(dāng)輸入功率為10 dBm時(shí)，該電路在1.75～3.55 GHz頻帶內(nèi)，整流效率均大于70%.

寬帶整流電路的設(shè)計(jì)方案普遍存在尺寸大、電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜等問題，大大限制了射頻能量收集技術(shù)的應(yīng)用. 為了適應(yīng)射頻能量收集系統(tǒng)小型化、集成化的發(fā)展趨勢(shì)，本文主要針對(duì)小型化寬帶整流電路進(jìn)行研究. 首先，提出了一種新型寬帶阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，該阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、尺寸小的特點(diǎn)；然后，基于所提出的寬帶阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)計(jì)了一種新型寬帶小型化整流電路；最后，通過軟件仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試，對(duì)整流電路的性能進(jìn)行了分析與驗(yàn)證.

1 整流電路的設(shè)計(jì)

整流電路包括阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)(TL1、TL2)、隔直電容(Cin)、肖特基二極管(HSMS 2862)、直通濾波器(Cout)和負(fù)載電阻(RL). 如圖1所示，Cin和Cout的電容值分別為56和15 pF. 為了在寬頻帶范圍內(nèi)提高轉(zhuǎn)換效率，設(shè)計(jì)了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，它僅由2段微帶傳輸線TL1和TL2構(gòu)成. 從AA′、BB′和CC′這3個(gè)參考面看，輸入阻抗分別記為Zin1、Zin2和Zin. 阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)主要分為2個(gè)步驟：首先，選取2個(gè)合適的頻點(diǎn)f1和f2作為目標(biāo)頻點(diǎn)，并通過微帶線TL1將這2點(diǎn)的阻抗變換為一對(duì)共軛阻抗；然后，通過并聯(lián)短路枝節(jié)線消除這對(duì)共軛阻抗的虛部，最終實(shí)現(xiàn)寬帶阻抗匹配作用.

圖1 提出的寬帶整流電路原理圖及其版圖

1.1 微帶線TL1的設(shè)計(jì)

首先，選定2個(gè)工作頻點(diǎn)，記為f1和f2.f1=1.8 GHz，f2=2.8 GHz，此時(shí)，輸入阻抗Zin1在f1和f2處對(duì)應(yīng)的阻抗可以表示為

(1)

(2)

其中，Z1表示微帶線TL1的特征阻抗，θa1和θa2分別表示TL1在頻率f1和f2處對(duì)應(yīng)的電長(zhǎng)度.k=f2/f1(假設(shè)f2>f1). 由微波理論可知，電長(zhǎng)度θa1和θa2的關(guān)系為θa2=kθa1，將其代入式(2)可得

(3)

(4)

聯(lián)立式(3)和式(4)可得：

(5)

(6)

通常，n表示任意整數(shù)，為了便于加工，設(shè)置n=1.

1.2 微帶線TL2的設(shè)計(jì)

圖1中串聯(lián)微帶線TL1之后的輸入阻抗記為Zin2，對(duì)應(yīng)的導(dǎo)納為Yin2. 微帶線TL2的作用是消除Yin2的虛部，并保證其實(shí)部幾乎不變. 經(jīng)過TL1后的輸入阻抗在f1和f2處具有共軛關(guān)系，由微波理論可知，導(dǎo)納Yin1(f1) 和Yin1(f2)也存在共軛關(guān)系，因此下式成立：

Yin1(f1)=G-jB,

Yin1(f2)=G+jB.

(7)

為了盡量減小虛部對(duì)于匹配性能的影響，最為理想的情況是將虛部完全消除，因此可得：

(8)

由式(8)可得

(9)

(10)

通過以上分析與計(jì)算，可以獲得微帶線TL1和TL2的尺寸. TL1和TL2的寬度均為2.1 mm，長(zhǎng)度分別為4.0 mm和12.0 mm.

2 仿真與測(cè)試結(jié)果分析

選用AVAGO公司的HSMS 2862肖特基二極管作為整流器件，串聯(lián)電阻為6 Ω，導(dǎo)通電壓為0.3 V，擊穿電壓為7 V，零偏置結(jié)電容為0.18 pF. 整流電路通過ADS2011軟件進(jìn)行仿真與優(yōu)化，整流電路通過ARLON AD255 N 板材進(jìn)行加工與制作. 該介質(zhì)板的介電常數(shù)為2.55，損耗角正切值為0.001 8，厚度為0.762 mm. 整流電路的整體尺寸為32 mm×15.4 mm×0.762 mm(圖2). 整流電路中各段微帶線的尺寸列于表1中.

圖2 所提寬帶整流電路照片

表1 微帶線的尺寸Table 1 The dimensions of the microstrip line mm

測(cè)試系統(tǒng)如圖3所示，其中，射頻功率信號(hào)通過Keysight N5172 B 射頻信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生，并通過同軸線送入整流電路中，通過數(shù)字萬(wàn)用表測(cè)試整流電路的輸出電壓.

圖3 整流電路測(cè)試系統(tǒng)

在測(cè)試過程中，射頻-直流的功率轉(zhuǎn)換效率可以通過如下公式計(jì)算得到：

(11)

其中，Pout、Pin、Vout和RL分別表示輸出直流功率、輸入功率、輸出直流電壓以及負(fù)載電阻. 在本設(shè)計(jì)中，輸入功率為14.8 dBm,負(fù)載電阻的值為1 kΩ.

為了驗(yàn)證整流電路的性能，對(duì)整流電路的效率和輸出直流電壓隨頻率的變化情況進(jìn)行仿真與測(cè)試(圖4). 當(dāng)輸入功率為14.8 dBm時(shí)，整流電路在1.79～3.01 GHz頻帶內(nèi)，轉(zhuǎn)換效率均大于60%，在1.91～3.32 GHz頻帶內(nèi)，整流效率均大于50%. 在1.57～3.21 GHz頻帶內(nèi)，整流電路的輸出電壓均大于3 V. 由圖4可知，測(cè)試效率比仿真效率稍低，造成這一現(xiàn)象的原因可能是二極管模型的不準(zhǔn)確性以及加工誤差導(dǎo)致的.

輸入回波損耗的仿真值與測(cè)試值隨頻率的變化(圖5)結(jié)果表明：在1.91～3.32 GHz頻帶內(nèi)，S11<-10 dB. 在2.67 GHz處，S11取得最小值-25.52 dB. 這里需要指出的是，由于測(cè)試所用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Keysight E5071C的最大輸出功率為10 dBm，因此在測(cè)試S11時(shí)，輸入功率為10 dBm，而并非前面所提到的最佳輸入功率14.8 dBm.

圖4 效率及輸出電壓隨頻率的變化

圖5 輸入回波損耗隨頻率的變化

圖6～圖8分別為整流電路在1.80、2.10和2.45 GHz頻段，轉(zhuǎn)換效率與輸出電壓隨輸入功率的變化情況. 當(dāng)輸入功率為15 dBm時(shí)，整流電路在1.80、2.10和2.45 GHz頻帶內(nèi)獲得最大轉(zhuǎn)換效率，分別為 57.2%、72.4% 和73.0%. 為了更好地評(píng)估整流電路的性能，將所提出的寬帶整流電路性能與近年來(lái)國(guó)內(nèi)外公開報(bào)道的寬帶整流電路進(jìn)行對(duì)比(表2). 本文所提出的整流電路不僅具有寬帶特性，而且尺寸更小，結(jié)構(gòu)更簡(jiǎn)單.

圖6 整流電路在1.80 GHz處的效率與輸出電壓隨輸入功率的變化

圖7 在2.10 GHz處效率及輸出電壓隨輸入功率的變化

圖8 在2.45 GHz處效率及輸出電壓隨輸入功率的變化

表2 與其他器件的性能對(duì)比Table 2 The comparison of performance with other devices

3 結(jié)論

針對(duì)目前傳統(tǒng)寬帶整流電路存在尺寸大、結(jié)構(gòu)復(fù)雜的問題，本文提出了一種新型寬帶小型化整流電路的設(shè)計(jì)方法，并通過軟件仿真與實(shí)驗(yàn)測(cè)試對(duì)所設(shè)計(jì)整流電路的性能進(jìn)行了驗(yàn)證. 結(jié)果表明：當(dāng)輸入功率為14.8 dBm時(shí)，整流電路在1.79～3.01 GHz頻帶內(nèi)，轉(zhuǎn)換效率均大于60%，在1.91～3.32 GHz頻帶內(nèi)，整流效率均大于50%. 最后，通過與近年來(lái)國(guó)內(nèi)外相關(guān)文獻(xiàn)報(bào)道的性能對(duì)比，可知本文所提出的整流電路具有良好的寬帶特性，且尺寸小. 因此，該整流電路在寬帶射頻能量收集系統(tǒng)中具有重要的應(yīng)用價(jià)值.