楊軼成，丁明進(jìn)，孫 婷，霍利杰，胡 炫

（國電南京自動化股份有限公司,南京 210003）

在化石能源枯竭和環(huán)境保護(hù)的雙重壓力下，我國能源產(chǎn)業(yè)結(jié)構(gòu)亟待轉(zhuǎn)型，可再生能源發(fā)電所占比例不斷提高[1]。光伏發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電固有的間歇性和波動性，使大功率電化學(xué)儲能成為有效利用可再生清潔能源必不可少的關(guān)鍵技術(shù)，而大功率能量轉(zhuǎn)換系統(tǒng)是電化學(xué)儲能系統(tǒng)的核心之一[2]。

與小功率變流器一體化結(jié)構(gòu)設(shè)計不同，鑒于散熱運(yùn)維等考慮，大功率儲能變流器功率橋臂主要采用模塊化模組結(jié)構(gòu)設(shè)計。橋臂模組是變流器的重要組成部分，模組設(shè)計可靠性直接決定變流器的性能[3]，而模組中設(shè)計選取的DC-link 電容直接決定裝置的整體壽命。已有很多文獻(xiàn)從電容容量和紋波電流等方面對其進(jìn)行了研究[4-8]，但都是針對單個模組或系統(tǒng)，沒有考慮大功率變流器采用模組設(shè)計時模組間連接銅排的雜散參數(shù)對模組內(nèi)直流電容紋波的影響，因此對于大功率模組設(shè)計產(chǎn)品具有一定的局限性。文獻(xiàn)[3]在考慮功率模組間雜散參數(shù)對直流電容紋波電流的影響后，提出了一種分析電容紋波的簡化方法，為直流電容的選型提供了更全面的依據(jù)。

本文從滿足最惡劣運(yùn)行工況下電容紋波電流和滿足動態(tài)響應(yīng)的電容容值這兩方面，對三相大功率儲能變流器功率模組中的DC-link 電容進(jìn)行了計算設(shè)計。并在簡化模型下分析了功率模組間連接銅排寄生電感對電容紋波電流的放大效應(yīng)。針對裝置寄生參數(shù)模型的復(fù)雜性，采取實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證的方式對其設(shè)計模組進(jìn)行了整機(jī)測試驗(yàn)證，并針對測試過程中由于寄生參數(shù)導(dǎo)致的DC-link 電容紋波電流放大問題進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計。在不過多增加硬件成本的基礎(chǔ)上，通過優(yōu)化設(shè)計可以很好地抑制紋波電流放大現(xiàn)象，可為實(shí)際工程設(shè)計測試驗(yàn)證提供一定的參考。

1 電容紋波電流計算

電容紋波電流指流過DC-link 電容總電流的有效值。電容的最大允許紋波電流受環(huán)境溫度、通風(fēng)情況、電容ESR 及紋波電流頻率等因素的影響。紋波電流導(dǎo)致電容發(fā)熱是影響電容壽命的1 個重要因素。

文獻(xiàn)[6]利用三相變流器PWM 開關(guān)矢量推導(dǎo)出DC-link 電容紋波電流有效值Irip的表達(dá)式為

式中：Iorms為三相并網(wǎng)變流器交流輸出電流有效值；cos θ 為并網(wǎng)功率因數(shù)；M 為調(diào)制比。

由式（1）可以看出，DC-link 電容紋波電流大小與變流器運(yùn)行工況的并網(wǎng)電流、功率因數(shù)及調(diào)制比相關(guān)。為便于更直觀地分析各影響因數(shù)對電容波紋電流的影響，繪制電容紋波電流同并網(wǎng)電流的比值與M、cos θ 的三維視圖，如圖1 所示。

從圖1 可自動獲取當(dāng)功率因數(shù)為1 或-1，調(diào)制比M=0.61 時，電容上的紋波電流最大，Iorms取額定輸出允許1.1 倍長時間過載運(yùn)行電流值，根據(jù)樣機(jī)參數(shù)，Iorms取912 A，則最大紋波電流Irip=0.649 7Iorms=0.649 7×912 ≈593 A。

圖1 三相變流器DC-link 電容紋波電流與調(diào)制比M、功率因數(shù)cos θ 之間的關(guān)系Fig.1 Relationship among DC-link capacitor ripple current of three-phase converter,modulation ratio M,and power factor cos θ

為了便于產(chǎn)品的批量生產(chǎn)及后續(xù)運(yùn)維，大功率儲能變流器的功率主回路通常采用橋臂模組設(shè)計思路，即每相設(shè)計為1 個模組，DC-link 電容均分到各個橋臂模組，因此理論上單個模組中電容的紋波電流為總紋波電流Irip的1/3 約198 A。同時，為了抑制功率器件大電流關(guān)斷時的電壓尖峰，模組中直流電容與功率器件正負(fù)極的連接通常采用疊層母排的結(jié)構(gòu)設(shè)計，以保證回路寄生電感最小。而3 個橋臂模組之間的正負(fù)母線通過銅排連接，這樣各個模組中的電容與連接銅排回路中的電感之間就會構(gòu)成LC 諧振回路，使得電容紋波電流放大，工作異常。忽略模組內(nèi)部疊排寄生電感，只考慮模組間連接銅排的寄生電感后，由3 個模組組合成的三相逆變器等效電路如圖2 所示。

圖2 考慮模組間寄生參數(shù)三相變流器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of three-phase converter considering parasitic parameters between modules

將PWM 變流器的橋臂輸入等效為一個諧波電壓源，假設(shè)ABC 三相功率模組等間距并列排布，3組電容C1、C2和C3完全一致，以A 相的諧波電壓源作用為例進(jìn)行等效分析，假設(shè)回路寄生電感只與導(dǎo)體長度成正比，則有L11=L12=L，L13=2L。同時，由于回路中電阻很小，且有寄生電阻會對回路起到一定的阻尼作用，此處忽略電阻的影響。按照上述假設(shè)簡化的等效電路如圖3 所示。

圖3 A 相諧波電壓作用下直流回路簡化等效電路Fig.3 Simplified equivalent circuit of DC loop under the action of phase-A harmonic voltage

則根據(jù)圖3 可知，iC1支路只有電容元件不存在諧波放大問題，電容電流iC2、iC3對A 相諧波電壓源的傳遞函數(shù)為

銅排連接回路的寄生電感與具體結(jié)構(gòu)及模組排布有關(guān)，此處L 從20 nH～140 nH 取幾組不同的典型值，繪制GC2（s）和GC3（s）的波特圖，進(jìn)行定性分析，如圖4 所示。

圖4 模組間連接母排取不同的雜散電感參數(shù)下GC2（s）和GC3（s）的波特圖Fig.4 Bode plots of GC2（s）and GC3（s）under different stray inductance parameters for connecting busbars between modules

可以看出，由于寄生電感的存在，B、C 相模組電容紋波電流在特定頻段會諧振放大，且隨著寄生電感值的變大，諧振頻率變小，使諧振點(diǎn)落在由于變流器PWM 開關(guān)頻率產(chǎn)生的諧波電壓范圍內(nèi)，從而導(dǎo)致電容紋波電流放大。其直流側(cè)實(shí)際回路的等效模型遠(yuǎn)比上述復(fù)雜，因此此處只是對潛在的問題進(jìn)行了定性分析，后面主要通過實(shí)驗(yàn)手段在樣機(jī)上測試進(jìn)行量化校正。

2 電容容值計算

直流電壓波動大小與電容容值直接相關(guān)，考慮負(fù)載階躍變化，在變流器負(fù)載突變時，電壓環(huán)調(diào)節(jié)時間t 內(nèi)，其能量需要由直流DC-link 電容來提供或緩存。為滿足電壓環(huán)動態(tài)響應(yīng)的需求，假設(shè)負(fù)載突變50%時，電壓外環(huán)調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)時間t 內(nèi)，中間直流端電壓最大波動不高于穩(wěn)態(tài)工作ε 倍，則有

顯然，四極透鏡的橫向場強(qiáng)與坐標(biāo)成線性關(guān)系，圖3(a)為電四極透鏡內(nèi)沿x方向的電場在x軸上的分布，滿足良好的線性關(guān)系.圖3(b)為距離z軸10 mm處的x與y方向的電場分布，其中綠色矩形框部分為電四極透鏡區(qū)域，可見x方向的電場為負(fù)，y方向的電場為正，即電子束在x方向受到聚焦場作用，在y方向受到發(fā)散場作用，體現(xiàn)了電四極透鏡的線聚焦特性.

式中：Pn為變流器額定輸出功率；t 為電壓環(huán)調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)時間，取t=1 ms。根據(jù)樣機(jī)參數(shù)額定功率500 kW，Udc最低取550 V，ε=10%，代入式（3）計算得CDC_Link≥8.7 mF。

伴隨薄膜電容的規(guī)模化應(yīng)用，成本不斷降低，為保證儲能變流器的設(shè)計壽命，新設(shè)計開發(fā)時，薄膜電容替代電解電容已成為變流器DC-link 電容的設(shè)計首選。同時，根據(jù)各個供應(yīng)商的產(chǎn)品線并綜合考慮其成本，選擇通用的420 μF/1100 V 雙芯包大電流薄膜電容作為直流支撐電容。薄膜電容容值誤差一般在5%～10%，則有電容并聯(lián)個數(shù)向上取整得。

同時，為保證每個模組電容數(shù)量一致，則選用24 只，即每個模組裝8 只。查詢各個廠家此款型號電容在環(huán)境溫度60 ℃時允許電流約58 A，則單個模組最大允許紋波電流為464 A，大于理論計算出的理想情況的紋波電流值218 A，但仍需要通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證回路寄生電感對電容紋波電流放大的影響，確保滿足設(shè)計要求。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證以上選型設(shè)計的DC-link 電容能夠滿足實(shí)際整機(jī)使用中的最大允許紋波電流要求，在整機(jī)上進(jìn)行測試驗(yàn)證。儲能變流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)為：額定功率500 kW；額定并網(wǎng)電壓360 V；1.1 倍過載額定并網(wǎng)電流912 A；開關(guān)頻率3 150 Hz；橋臂模組IGBT 采用2 只英飛凌公司的FF1400R12IP4 并聯(lián)；DC-link 電容采用8 只標(biāo)稱420 μF/1 100 V/58 A 薄膜電容并聯(lián)。

以測試A 相模組為例，其余兩相測試方法類似。由于模組內(nèi)部IGBT 與DC-link 電容的連接采用的是疊層母排結(jié)構(gòu)，且由8 只電容并聯(lián)，不便于直接測量電容的紋波電流，故采取間接測量方式，即采用3 個柔性羅氏線圈電流探頭同時測量2 只并聯(lián)IGBT 正極流入電流iIGBT1、iIGBT2及模組的正極排進(jìn)線電流iin，測試點(diǎn)示意如圖5 所示。為了便于后續(xù)對實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)的分析處理，采用DL850 錄波儀對各測點(diǎn)電流連續(xù)記錄。由于均采用柔性羅氏線圈電流探頭測量，因此測量過程中已自動濾除各部分電流中的直流成分，則模組電容上的總紋波電流為

圖5 模組電容紋波電流測試點(diǎn)示意Fig.5 Schematic of module capacitor ripple current test points

3.1 三相模組正負(fù)極采用銅排連接

各相模組內(nèi)部采用疊層母排連接，模組間通過銅排連接，如圖6 所示，采用數(shù)字電橋TH2826 測得外部連接銅排最長環(huán)路的寄生電感約為260 nH。

圖6 模組正負(fù)極采用銅排連接方式Fig.6 Positive and negative poles of modules connected by copper bars

變流器并網(wǎng)，橋臂輸出并網(wǎng)電流逐漸增加到825 A 左右。按照圖5 所示的測試點(diǎn)測量各點(diǎn)電流，并將錄波數(shù)據(jù)導(dǎo)入Matlab，在Simulink 中，根據(jù)式（4）計算出單模組DC-link 電容總的紋波電流實(shí)時波形，通過真有效值模塊測量出其紋波電流真有效值，如圖7 所示。

圖7 模組外正負(fù)極采用銅排連接方式下各測點(diǎn)電流Fig.7 Current at each test point when the external positive and negative poles of modules are connected by copper bars

圖8 模組間采用銅排連接電容紋波電流分布Fig.8 Distribution of capacitor ripple current when modules are connected by copper bars

3.2 三相模組正負(fù)極采用疊排連接

針對上述實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果存在的問題，制定了更改方案。在樣機(jī)上三相模組外部正負(fù)極由銅排連接改為疊排連接方式，減小模組間連接銅排的寄生電感，如圖9 所示。采用數(shù)字電橋TH2826 測得整改后外部疊層母排最長環(huán)路的寄生電感由優(yōu)化前的約260 nH 減小到優(yōu)化后的約16 nH。

圖9 模組正負(fù)極采用疊排連接方式Fig.9 Positive and negative poles of modules connected in a stack

對變流器并網(wǎng)電流逐漸加載到約824 A，按照圖5 所示的測試點(diǎn)采取同樣的方式測量各點(diǎn)電流，并將錄波數(shù)據(jù)導(dǎo)入Matlab 分析處理，其結(jié)果如圖10 所示。同時，對電容紋波電流進(jìn)行FFT 分析，如圖11 所示，可以看出相比圖8 的原方案，其各次諧波電流都得到了明顯抑制。

通過計算，此時單個模組上電容總的紋波電流真有效值約為305 A，同樣歸算到裝置1.1 倍額定電流輸出條件得到此時電容的紋波電流有效值約為336 A。由于模組8 只并聯(lián)的薄膜電容采用的是疊層母排連接，可認(rèn)為并聯(lián)電容均流，則可得每個電容上的電流約為42 A，小于所選雙芯包薄膜電容額定允許的紋波電流58 A。

由以上2 組對比實(shí)驗(yàn)可見，模組銅排連接方式更改后，DC-link 電容上的紋波電流較更改之前有大幅度降低，但由于回路中仍存在一定的寄生參數(shù)，導(dǎo)致其實(shí)際測得電流也會比理論計算值偏大。同時，其寄生參數(shù)的具體模型及數(shù)值很難準(zhǔn)確獲得，因此很有必要通過實(shí)驗(yàn)測試對其設(shè)計選型進(jìn)行驗(yàn)證校驗(yàn)。下一步還可以通過優(yōu)化疊排設(shè)計進(jìn)一步降低寄生參數(shù)，從而使電容紋波電流進(jìn)一步降低。

圖10 模組正負(fù)極采用疊排連接各測點(diǎn)電流Fig.10 Current at each test point when positive and negative poles of modules are connected in a stack

圖11 模組間采用疊排連接電容紋波電流分布Fig.11 Distribution of capacitor ripple current when modules are connected in a stack

4 結(jié)語

本文針對三相大功率儲能變流器功率模組中的DC-link 電容，從滿足動態(tài)響應(yīng)的電容容值和滿足最惡劣工況下紋波電流方面進(jìn)行了計算設(shè)計。在簡化模型下，定性分析了功率模組間連接銅排寄生電感對電容紋波電流的放大效應(yīng)，并采取實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證的方式對模組間銅排連接兩種方式進(jìn)行了對比測試，驗(yàn)證了上述分析的正確性。本文方法解決了工程樣機(jī)開發(fā)過程中的實(shí)際問題，對大功率高功率密度功率組件的優(yōu)化設(shè)計具有一定的參考價值。