肖蕙蕙，王 毅，郭 強，杜文睿

(重慶理工大學 a.電氣與電子工程學院；b.重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術研究中心， 重慶 400054)

當前，三相整流器研究日趨成熟，在大多數(shù)應用場合中，整流器的輸入電流總諧波畸變率(total harmonic distortion，THD)要求小于5%，且以單位功率因數(shù)運行[1-4]。三相三電平Vienna整流器是能夠滿足這些條件且性能優(yōu)越的拓撲之一，具有功率密度高、功率開關應力小、效率高等優(yōu)點，受到學者和科研機構的關注，在大功率應用領域中有替代傳統(tǒng)整流器的趨勢[5-9]。

電壓、電流雙閉環(huán)控制策略常用于三相整流器，其優(yōu)點在于控制方法簡單，且易于數(shù)字化實現(xiàn)。但其控制理論在使電壓快速跟隨電流過程中并未考慮輸出電壓信號大小，即對暫態(tài)過程的控制并不理想。因此，控制器在啟動階段常處于飽和狀態(tài)，使得整流器由不控整流到PWM整流切換時會產(chǎn)生極大的過電流。針對啟動階段過電流的問題，廣大學者提出了很多軟啟動控制方法，其方向主要集中在輸出問題，通常采用逐步提高輸出電壓來實現(xiàn)。文獻[11-12]分別在整流器側與負載側串聯(lián)限流電阻降低沖擊電流，電壓分三段啟動，直到輸出電壓上升到設定值再切除電阻，接入負載。電阻器常串聯(lián)安裝以限制沖擊電流，然后在啟動結束時用開關將電阻器旁路以提高電路效率，但增加電阻器會導致較大的功率損耗，且會延長電容器的充電時間，從而降低系統(tǒng)效率。文獻[13-15]采用高通濾波器濾波后的沖擊電流對電流內(nèi)環(huán)的參考值進行補償，對沖擊電流的抑制可通過電流反饋系數(shù)來調(diào)節(jié)。反饋系數(shù)越大，抑制效果越好。然而，諧波電流和沖擊電流同時反饋將引起網(wǎng)側電流的總諧波畸變率(THD)變大。文獻[16]將啟動產(chǎn)生的沖擊電流強制換流到其他橋臂上，關閉相應的功率半導體器件，其最大特點是需要快速可靠的檢測作為支撐，系統(tǒng)的采樣延遲或者運行延時都會導致功率半導體器件來不及關斷，從而引起啟動電流的迅速增加，降低了沖擊電流的抑制效果。

在以往的設計中，還提出一種基于產(chǎn)生不同類型的斜坡電壓的軟起動方法，利用預設的升壓曲線來代替啟動階段的參考電壓。文獻[17]中，為使輸出電壓超調(diào)最小，減小沖擊電流，提出了一種基于時鐘的軟起動電路，使得輸出電壓和電感電流平穩(wěn)增加，沒有任何震蕩和超調(diào)。文獻[18]同樣得出了這種結果，通過產(chǎn)生片上非線性鉗位軟起動電壓以減少過電流。文獻[19]在啟動過程中令電壓外環(huán)控制器失效，使得電流參考值按一定的梯度上升，然后在直流側電壓達到其目標電壓的90%左右時再啟用電壓外環(huán)控制器。文獻[20]中，啟動過程電壓參考值按平方線性增加到設定值。文獻[21]對文獻[20]進行了改進，把啟動分為3個階段。在啟動和結束階段，參考電壓隨平滑拋物線而增大，中間階段隨線性斜率增大。由以上控制方法可知，整流器的軟起動控制主要是影響d軸參考電流，在啟動階段降低直流母線電壓給定值和反饋值之間的差值，避免引起控制器飽和而出現(xiàn)過電壓以及過電流。

采用常規(guī)LCL濾波Vienna整流器數(shù)學模型，對沖擊電流的形成建模，利用分段思想，提出一種兩段式啟動控制策略。第1階段：利用三相半控整流橋?qū)χ绷髂妇€電容進行預充電，待直流側電壓上升至整流橋穩(wěn)定值時再切換至不可控整流；第2階段：利用整流橋繼續(xù)對母線電容充電，并通過設置d軸參考電流曲線來有效抑制此階段產(chǎn)生過電流，從而實現(xiàn)Vienna整流器的軟起動。

1 Vienna整流器的建模與控制

LCL濾波Vienna整流器主電路拓撲如圖1所示。其主要由三相電源、交流測濾波電路、三相半控整流橋、雙向功率開關管、直流側濾波電容及負載電阻等元件組成。

圖1 LCL濾波Vienna整流器主電路拓撲

圖1中：VT1～VT6為三相半控整流橋；Sij(i=a,b,c,j=1,2)為可控開關器件；ea、eb、ec為網(wǎng)側電壓；ia、ib、ic為網(wǎng)側電流；L1、C0、R0和L2分別為網(wǎng)側電感、濾波電容、阻尼電阻和整流器側電感；R為線路等效電阻；C1和C2為直流母線電容且大小相等，RL為阻性負載，Vdc為直流母線電壓，iRL為負載電流，S為負載開關。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律與電流定律可知整流器在三相靜止坐標系下的數(shù)學模型中，其控制變量為交流時變量，使得PI控制器不能實現(xiàn)無靜差跟蹤。數(shù)學模型如式(1)所示。

(1)

式中：Vao、Vbo、Vco為整流器側到直流側中點O的電壓；Si(i=a,b,c)為三相開關函數(shù)，可分解為Sij(i=a,b,c；j=p,o,n)，開關導通時用1表示，關斷時用0表示。

可以看出，使用交流時變量來設置控制器將使得問題復雜化。通過Park變換對其進行坐標變換，可將其控制模型轉(zhuǎn)換為dq坐標系下的直流量。如式(2)所示。

(2)

式中：Sd=Sdp-Sdn、Sq=Sqp-Sqn分別是三相開關函數(shù)在旋轉(zhuǎn)坐標系下的d、q軸分量；eq、ed為輸入電網(wǎng)電壓的d、q軸分量；id、iq為輸入電流的d、q軸分量。

由式(2)可知，在旋轉(zhuǎn)坐標系下，直軸和交軸中存在耦合量，須引入電流前饋解耦控制?；贚CL濾波Vienna整流器軟起動控制系統(tǒng)如圖2所示。

圖2 三相六開關Vienna整流器控制系統(tǒng)框圖

整個控制系統(tǒng)由3部分組成：預充電電路控制部分、雙閉環(huán)解耦控制部分和電壓控制部分。其中，預充電部分通過三相半控整流橋電路對直流母線充電，解耦控制將電壓外環(huán)設定值與直流電壓采樣的差值輸入PI控制器中作為d軸電流的指令值，再經(jīng)電流控制器送入內(nèi)環(huán)，即可實現(xiàn)電流對電壓的無靜差跟蹤。此時，令q軸電流為0即可實現(xiàn)整流器單位功率因數(shù)運行。但傳統(tǒng)的雙閉環(huán)SVPWM控制電流諧波含量較大，須添加LCL濾波器進行濾波，以改善電流波形。

2 沖擊電流成因分析

整流器采用雙閉環(huán)控制策略，分別為電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)。啟動后，電壓控制器立即投入使用，但其外環(huán)設計并沒有以快速性作為指標，響應速度低于內(nèi)環(huán)的響應。電流控制器接收外環(huán)指令值時，指令電壓與實際電壓的差值較大，且電壓不能突變，導致電壓環(huán)輸出在很長一段時間內(nèi)皆處于飽和狀態(tài)。若忽略采樣延時可得內(nèi)環(huán)電流的參考值為：

(3)

式中：kvp、kvi分別為電壓控制器的比例和積分控制系數(shù)；id為電流參考值；Vdref為電壓參考值；Vdc為直流電壓。

可以看出：當參考電壓與采樣電壓差值較大時，電壓外環(huán)控制器一直處于飽和狀態(tài)，直到控制器退出飽和。由雙閉環(huán)解耦控制規(guī)律可得解耦后的控制方程為：

(4)

將idref視為常數(shù)，則可解得id、iq為：

(5)

式中：c1、c2為常數(shù)，與電流參考值idref有關；R為等效電阻，α=kpi+kii/s。

可以看出：三相Vienna整流器啟動過程存在由不可控整流向PWM整流器轉(zhuǎn)換過程，期間電壓給定值Vdref與反饋值存在較大偏差，經(jīng)過式(3)產(chǎn)生一個較大的直軸電流給定值idref，從而在啟動階段形成沖擊電流。在帶負載啟動時，沖擊電流將變得更大。由式(5)可知：輸入電流的有功分量和無功分量與直軸電流給定值、等效電阻、濾波電感以及PI控制參數(shù)有關，且電壓控制器參數(shù)越大，輸出幅值越大；電流控制器參數(shù)越大，其電流上升值越小。

3 沖擊電流抑制方法

由分析可知，產(chǎn)生沖擊電流的原因是電壓外環(huán)電壓控制器飽和，產(chǎn)生了較大的直軸電流給定值。因此，抑制沖擊電流可以從2個方面考慮：一是降低電壓給定量，從而減小給定值和直流電壓采樣值的瞬時變化率；二是直接限制外環(huán)輸出值，達到控制d軸電流、抑制沖擊電流的目的。綜合以上思路，提出一種兩段式啟動控制策略。

第1階段：利用三相半控整流橋?qū)χ绷鱾入娙葸M行充電。此階段功率開關管并無驅(qū)動電流，無PWM輸出；當晶閘管觸發(fā)角為180°時，晶閘管可完全導通。相比于三相全控整流橋，三相半控整流橋中下半橋臂二極管可看作是導通角為180°的晶閘管。當電網(wǎng)電壓為ea>0>eb>ec時，圖2為三相半控整流橋預充電示意圖?？梢钥闯?，ea為正時，電流以a相為起點，經(jīng)過晶閘管VT1，對電容C1、C2充電，再經(jīng)過二極管VD4、VD6回流至b、c兩相。該階段充電結束后，直流電壓為三相半控整流橋?qū)ń谴笥?0°時的峰值電壓，值為539 V，此時直流側電容電壓并未達到期望值700 V，需繼續(xù)進行充電。

圖3中導通規(guī)律與二極管整流區(qū)別在于a相晶閘管導通角。導通角由0增至180°期間，三相半控整流橋下半橋臂二極管處于自然開通關斷，使得可通過控制導通角來控制預充電時間。由于三相半控整流橋本身的限制，其充電電壓并不能達到期望值電壓700 V。由前面分析可知：沖擊電流產(chǎn)生的根本原因是d軸電流過大，其中影響d軸電流的因數(shù)中，等效電阻、電壓外環(huán)給定值、輸入濾波電感參數(shù)由系統(tǒng)設計參數(shù)給定，一般不允許更改。因此，控制電流給定值可抑制沖擊電流。

圖3 晶閘管預充電原理圖

(6)

(7)

其中：L1、L2分別為斜坡函數(shù)和分段拋物線函數(shù)，皆能保證任意時刻的連續(xù)性；ts為id′到iref的時間，且為PWM整流過程的啟動時間。式(6)(7)分別為L1、L2的函數(shù)表達式。

2種函數(shù)曲線均可作為電流上升曲線，但對直流側電壓的影響各不相同，需分析其特性。由圖4可知：2種曲線上升的主要區(qū)別在于其斜率不同。斜率示意圖如圖5所示，L1為斜坡函數(shù)，斜率為定值，值易求，為iref/ts。由拋物線性質(zhì)可知：其斜率在區(qū)間(0,ts/2]、(ts/2,ts]分別線性遞增和遞減，在ts/2處斜率最大。由于控制器參考電流一直處于穩(wěn)態(tài)參考電流之下，網(wǎng)側電流不會出現(xiàn)超調(diào)，但受硬件充電速度的限制，斜率太大，電壓上升斜率不會出現(xiàn)明顯變化。相比于L1，L2在啟動結束瞬間的斜率值變化率幾乎為0，可得到幾乎不變的穩(wěn)態(tài)電流值，便于直流側電壓到達設定值時切換負載。

圖4 2種給定函數(shù)曲線

圖5 2種給定函數(shù)的斜率曲線

由于2種曲線皆存在不足之處，可采用分段函數(shù)的方法合成幅值上升曲線，如圖6所示。

圖6 曲線L3

曲線L3為分段函數(shù)，由l5、l6組成。l5為線性函數(shù)，l6為拋物線函數(shù)，為實現(xiàn)電流平穩(wěn)變化，可在A點處切換斜率，使得電流能平穩(wěn)到達穩(wěn)態(tài)值。設切換點時間為t1。根據(jù)拋物線函數(shù)解析式可得，令l6表達式為：

l6=-k(t-ts)2+iref

(8)

由于t1與ts近似相等，故l5的斜率為：

(9)

因A點在曲線l6上，結合式(8)(9)可解得：

1.4 統(tǒng)計學方法 采用GraphPad Prism version 6.0軟件進行數(shù)據(jù)分析，計量資料服從正態(tài)分布以均數(shù)±標準差表示，多組間比較采用單因素方差分析，組間兩兩比較采用LSD-t法，P<0.05為差異有統(tǒng)計學意義。

(10)

可得l6表達式為：

(11)

由圖6可知，為得到平緩變化的電流值，減少直流側電壓的超調(diào)。經(jīng)綜合考慮，t1可在[3ts/4，ts]區(qū)間內(nèi)取值。如在3ts/4處切換時，其函數(shù)表達式為：

(12)

為使電流盡快達到穩(wěn)態(tài)，電流初值可設為穩(wěn)態(tài)條件下的有效值，其計算方法見式(13)。

(13)

式中：P為輸出有功功率；U為相電壓有效值；cosα為功率因數(shù)，整流器以單位功率因數(shù)運行，其值取1。

將上述曲線與初值交軸電流疊加，可得到第2階段直軸電流在旋轉(zhuǎn)坐標系下的上升曲線L，如圖7所示。

圖7 d軸參考電流給定曲線

在PWM整流過程中，電壓外環(huán)輸出值將隨著電壓的上升退出飽和，直到電壓到達期望值時切換輸出穩(wěn)態(tài)值，從而達到抑制啟動沖擊電流的目的。曲線L的表達式為：

(14)

式中tpre為半控整流橋的預充電時間。

4 仿真與實驗結果

4.1 仿真驗證

為驗證所提出抑制沖擊電流理論的正確性，采用Matlab/Simulink仿真平臺搭建系統(tǒng)仿真模型。三相網(wǎng)側電壓輸入平衡，整流器仿真參數(shù)見表1。

表1 整流器仿真參數(shù)

為對比分析所提出的基于d軸電流軟起動控制策略的有效性，三相Vienna整流器未采用軟啟動控制策略時，即傳統(tǒng)雙閉環(huán)SVPWM控制策略，直流側電壓參考信號采用階躍給定，與設定值做差送入電壓外環(huán)控制器，其輸出作為內(nèi)環(huán)電流d軸給定值，整流橋使用二極管不控整流。以a相為例，其直流側電壓、網(wǎng)側電壓、電流仿真波形如圖8所示。

圖8 未采用軟起動控制下額定負載運行波形

由圖8可知：在額定負載運行時，交流側電流可在很短時間進入穩(wěn)態(tài)，系統(tǒng)以單位功率因數(shù)運行。整流器功率因數(shù)約為0.997；圖7(b)為直流母線電壓穩(wěn)定到700 V時波形，其紋波0.1 V左右，滿足設計要求；網(wǎng)側電流畸變率(THD)為2.23%，滿足GB/T1459—1993《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)標準》標準。

可以看出，整流器交流側電流與直流母線電壓均出現(xiàn)較大超調(diào)，其電流超調(diào)量可達穩(wěn)態(tài)電流20倍左右，電壓超調(diào)100 V以上，嚴重影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

采用所提出的軟起動控制策略時，整流器仿真參數(shù)與未采用軟起動控制時一樣，直流母線電壓和三相網(wǎng)側電流波形如圖9所示。第1階段采用三相半控整流橋?qū)χ绷髂妇€電壓進行充電，為避免整流器在啟動階段由于鎖相環(huán)不精確導致三相半控整流向不控整流切換，從而產(chǎn)生過大的沖擊電流，故預充電開始時間設置為0.1 s。

圖9 Vienna整流器兩段式啟動直流母線電壓、網(wǎng)側電流波形(tpre=0.2 s，ts=0.03 s)

由圖9可知：在0.1 s之前晶閘管VT1、VT3、VT5雖未導通，但仍由部分漏電流產(chǎn)生，其值較小。即第1階段為：t0～t1(t0=0.1 s，t1=0.3 s)，晶閘管預充電時間tpre設定為0.2 s；第2階段為：t1～t2(t1=0.3 s，t2=0.33 s)，切換至PWM整流時間ts設定為0.03 s，在0.33 s時刻切換電壓外環(huán)idref。為避免同時切換帶來網(wǎng)側電流波形震蕩，負載在0.33 s后切入運行。如圖9(a)所示，直流母線電壓平穩(wěn)增加，負載切入無明顯震蕩，最終在t2時刻穩(wěn)定到電壓700 V。

如圖9(b)所示，啟動沖擊電流在第1階段仍具有較大超調(diào)，沖擊電流在第2階段立刻進入穩(wěn)態(tài)后電流峰值下降?？梢娍刂芼軸電流參考值可間接控制交流側電流峰值，由于此時電壓未上升到期望值，電流需繼續(xù)對母線電容進行充電，待直流母線電壓到達期望值時，切入電壓外環(huán)idref進入穩(wěn)態(tài)運行。可見，啟動電流峰值仍大于穩(wěn)態(tài)電流值，需加大晶閘管預充電時間。第1階段不同啟動時間所對應的電流峰值如圖10所示。隨著橫坐標時間的增加，網(wǎng)側電流峰值逐漸減小，啟動沖擊電流的抑制效果越明顯；但峰值電流的下降并不是線性變化，其下降斜率逐漸降低，時間加大到0.8 s過后，電流峰值幾乎不再改變。且由于第1階段啟動時間的延長，系統(tǒng)到達穩(wěn)態(tài)時間將進一步延長，降低了系統(tǒng)的性能，故在選取預充電時間時需綜合考慮。

圖10 第1階段啟動時間的電流峰值曲線

由圖10可知，增加晶閘管電路預充電時間可顯著降低第1階段的沖擊電流峰值，故將預充電時間tpre設定為0.6 s，第2階段參數(shù)不變，在0.73 s時刻切換電壓外環(huán)idref，負載在0.73 s后切入直流側運行。此時，直流母線電壓、網(wǎng)側電流波形如圖11所示。即第1階段為：t0～t1(t0=0.1 s，t1=0.7 s)，晶閘管預充電時間tpre設定為0.6 s；第2階段為：t1～t2(t1=0.7 s，t2=0.73 s)。直流母線電壓仍能平穩(wěn)上升至期望值，整個電壓上升過程無超調(diào)?？梢钥闯觯旱?階段沖擊電流峰值小于穩(wěn)態(tài)電流峰值，其值為20 A，小于穩(wěn)態(tài)電流峰值22 A?？梢姡m當延長預充電時間能有效抑制啟動沖擊電流。

圖11 Vienna整流器兩段式啟動直流母線電壓、網(wǎng)側電流波形(tpre=0.6 s，ts=0.03 s)

4.2 實驗結果

為了進一步驗證所提兩段式軟起動理論分析的正確性，搭建了10 kW的樣機進行驗證。系統(tǒng)主要包含Vienna整流器主電路、IGBT驅(qū)動板、TMS320F28335主控芯片、檢測電路板、開關電源。其中主電路參數(shù)與仿真參數(shù)一致，IGBT驅(qū)動板由6個驅(qū)動模塊組成，檢測電路主要是各路交、直流電壓信號采集單元、交流電流信號調(diào)理單元等，開關電源為上述板子提供所需直流電源。實驗平臺如圖12所示。

圖12 實驗平臺實物圖

為便于分析電壓、電流的變化情況，圖13給出了整流器投入運行前后a相電流和直流母線電壓波形。可以看出，直流母線電壓和網(wǎng)側電流的上升過程主要經(jīng)歷2個階段：晶閘管預充電階段與PWM整流充電階段，最終穩(wěn)定到期望值700 V，整流器實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行，整個過程無超調(diào)。此外，由于預充電時間不同，沖擊電流的抑制效果也不同，驗證了理論分析的正確性。

圖13 Vienna整流器直流母線電壓和a相電流波形

圖14分別給出了晶閘管預充電時間ts為0.3 s和0.7 s時網(wǎng)側電流波形。由圖可見，晶閘管預充電時間延長了0.4 s，第1階段的沖擊電流明顯下降，沖擊電流幅值為20 A，小于穩(wěn)態(tài)電流峰值；第2階段網(wǎng)側電流跟隨給定交軸電流上升曲線，電流在啟動時刻進入穩(wěn)態(tài)峰值，與理論分析一致。由于電壓未達到設定值，交流側電流峰值下降，待直流側電壓上升到700 V時進入穩(wěn)態(tài)運行。因此，適當增加預充電時間可以抑制沖擊電流，直到?jīng)_擊電流小于穩(wěn)態(tài)電流，表明本文中所提出的抑制Vienna整流器沖擊電流的晶閘管軟起動方法具有顯著效果。

圖14 三相網(wǎng)側電流波形(tpre=0.2 s, tpre=0.6 s)

5 結論

1) 在啟動之前，整流器工作在不控整流狀態(tài)，輸出電壓低于期望值，使控制器飽和，導致控制系統(tǒng)控制器輸出的占空比迅速增加到最大值，形成沖擊電流。

2) 利用分段啟動思想提出兩段式啟動控制策略，即將輸出電壓進行分段控制減小電壓上升變化率，對啟動沖擊電流進行抑制。

3) 仿真與實驗結果表明：在所設實驗參數(shù)條件下，整流器啟動階段沖擊電流峰值抑制到20 A左右，直流母線電壓無超調(diào)，整個啟動過程約0.7 s，驗證了理論分析的正確性。