楊佳佳，蘇建徽，解 寶，賴紀東，施 永

(合肥工業(yè)大學光伏系統(tǒng)教育部工程研究中心，安徽合肥230009)

高頻鏈DC/AC 變換器采用高頻變壓器傳輸能量，無直流母線電容，能量可以雙向流動，具有體積小，功率密度高的特點[1-4]，隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，高頻鏈DC/AC 變換器的應(yīng)用愈加廣泛。

高頻鏈DC/AC 變換器中，變壓器漏感和開關(guān)管寄生電容之間易產(chǎn)生諧振[5-8]，存在過壓問題。為避免開關(guān)管因過壓而損壞，文獻[9-11]采用有源鉗位方式解決電路中的過壓及漏感諧振問題，但有源鉗位電路的開關(guān)管采用單項正弦波脈寬同步調(diào)制方式（SPWM）信號驅(qū)動，其驅(qū)動信號寬度會隨占空比改變，由于包含低頻調(diào)制波信號分量，采用脈沖變壓器隔離驅(qū)動困難，并且在驅(qū)動信號寬度較窄時，易造成脈沖丟失，導致有源鉗位開關(guān)管無法正常工作。

為此，本文采用了一種移相同步調(diào)制策略，使鉗位電路中所有開關(guān)管驅(qū)動信號的占空比均為50%，在消除過壓問題的基礎(chǔ)上，提高了鉗位電路的可靠性。仿真和實驗驗證了文中所用方法的正確性。

1 基于有源鉗位的高頻鏈電路拓撲與調(diào)制策略

1.1 電路拓撲

圖1 為基于有源鉗位的高頻鏈電路拓撲圖，其中，Udc為輸入直流電壓，Uac為輸出正弦交流電壓，Lr為變壓器漏感，開關(guān)管Q1～Q4組成原邊橋式電路，背靠背開關(guān)管Q5/Q6、Q7/Q8組成周波變換器結(jié)構(gòu)，Lo為濾波電感，Co為濾波電容，R為等效負載電阻，S1～S4、Cf組成有源鉗位電路，高頻變壓器的匝比為N1∶N2∶N3=N∶1∶1。

圖1 基于有源鉗位的高頻鏈電路拓撲

1.2 有源鉗位的SPWM 脈寬同步調(diào)制策略

基于有源鉗位的SPWM 脈寬同步調(diào)制波形如圖2所示。其中Ucs為鋸齒載波，Ums、-Ums為互差180°的正弦調(diào)制波，當Ums>Ucs時得到Uk1，對Uk1進行下降沿二分頻得到開關(guān)管Q1、Q2的驅(qū)動信號；當-Ums>Ucs時得到Uk2，對Uk2進行下降二分頻得到開關(guān)管Q3、Q4的驅(qū)動信號；對Uk1進行上升沿二分頻得到開關(guān)管Q5/Q6、Q7/Q8的驅(qū)動信號。Tc為載波周期，Ts為開關(guān)周期，Tm為調(diào)制波周期，且Tc=0.5Ts，D為占空比。當調(diào)制波周期Tm遠大于載波周期Tc時，所有開關(guān)管驅(qū)動信號的占空比大小均為50%。在正弦電壓Uac>0 時，Q1、Q2組成超前橋臂，Q3、Q4組成滯后橋臂，Q1超前Q4的角度為φ，變化范圍為0<φ<π；當正弦電壓Uac<0 時，超前橋臂和滯后橋臂發(fā)生切換。

圖2 基于有源鉗位的SPWM脈寬同步調(diào)制波形圖

由圖2 可知變壓器輸入電壓UAB有正、零、負三種電平，為防止加入鉗位電路后變壓器副邊側(cè)出現(xiàn)短路問題，所以鉗位電路也必須產(chǎn)生同樣的電平。當有源鉗位電路采用SPWM 脈寬同步調(diào)制策略時，變壓器輸入側(cè)電壓UAB為正時，鉗位開關(guān)管S1、S4開通；電壓UAB為負時，開關(guān)管S2、S3開通；電壓UAB為零時，開關(guān)管S2、S4開通，可以產(chǎn)生所需的正、零、負三種電平。但采用SPWM 脈寬同步調(diào)制時，由于占空比D較小時，S1、S3的驅(qū)動信號寬度很窄，易導致鉗位電路開關(guān)管無法正常工作，從而無法有效限制電路中的尖峰電壓。

1.3 有源鉗位的移相同步調(diào)制策略

為了解決上述采用有源鉗位電路SPWM 脈寬同步調(diào)制策略時存在的問題，文中采用了一種移相同步調(diào)制策略，其脈沖波形如圖3所示。圖3 中，有源鉗位開關(guān)管的驅(qū)動信號與原邊主電路保持一致，當變壓器輸入側(cè)電壓UAB為正時，鉗位開關(guān)管S1、S4開通；電壓UAB為負時，開關(guān)管S2、S3開通；電壓UAB為零時，開關(guān)管S1、S3或者S2、S4開通，因此可以產(chǎn)生所需的正、零、負三種電平，從而不會影響主電路的正常工作。采用此調(diào)制策略時，鉗位電路中開關(guān)管驅(qū)動信號固定，且占空比均為50%，解決了SPWM 脈寬同步調(diào)制策略因占空比較小造成的開關(guān)管無法正常工作問題。

圖3 有源鉗位的移相同步調(diào)制波形圖

2 基于移相同步調(diào)制策略的有源鉗位高頻鏈電路工作過程

圖4 為采用移相同步調(diào)制策略的有源鉗位高頻鏈電路時序圖，其中td1為原邊全橋電路的死區(qū)時間，td2為副邊周波變換器的固定重疊導通時間，加入td2可以實現(xiàn)周波變換器的自然換流。分析之前，作如下假設(shè)：(1)電路中開關(guān)管、二極管為理想器件；(2)濾波器中Lo、Co和鉗位電容Cf足夠大；(3)輸出電壓Uac>0；(4)原邊開關(guān)管的并聯(lián)電容大小均等于Cp。

圖4 電路時序圖及其關(guān)鍵波形

(a)模態(tài)1(t0～t1)：t0時刻開關(guān)管Q1、Q4、Q5/Q6、S1、S4導通,變壓器原邊電壓UAB=Udc，此時變換器原邊向副邊傳遞能量。此過程鉗位電容Cf首先儲存能量然后釋放，變壓器副邊電壓被鉗位到2Udc/N，避免了電壓震蕩。由于鉗位電容Cf足夠大，鉗位電容電壓UCf波動很小，所以鉗位電容電壓UCf近似為2Udc/N。

(b)模態(tài)2(t1～t2)：t1時刻開關(guān)管Q1關(guān)斷，原邊電流ip對Q1的并聯(lián)電容充電，對Q2的并聯(lián)電容放電，在t2時刻之前，Q2端電壓降為零，Q2可以實現(xiàn)ZVS 導通。副邊電流iCF對S1的寄生電容充電，對S2的寄生電容放電。

(c)模態(tài)3(t2～t3)：t2時刻M2、S2開通。因為變壓器副邊開關(guān)管Q5/Q6、S2、S4導通，變壓器副邊電壓UCE被鉗位至零，此刻UFC=UFE=0,為下一時刻Q7/Q8的ZVS 導通創(chuàng)造了條件。

(d)模態(tài)4(t3～t4)：t3時刻Q7/Q8導通，此時UFC=UFE=0，為下一時刻Q5/Q6的ZVS 關(guān)斷創(chuàng)造了條件。

(e)模態(tài)5(t4～t5)：t4時刻Q5/Q6關(guān)斷，由于S2、S4導通，為is1提供了流通路徑，避免了變壓器原邊電流ip的突變，解決了此刻的電壓過沖問題。

(f)模態(tài)6(t5～t6)：t5時刻開關(guān)管Q4、S4關(guān)斷，電流ip對Q4的并聯(lián)電容充電，對Q3的并聯(lián)電容放電，在t6時刻之前，Q3的體二極管已經(jīng)導通，Q3實現(xiàn)了ZVS 導通。

在t6時刻后，變換器開始另半個周期的工作，其原理與t0～t6過程類似，這里不再做詳細分析。

3 高頻鏈電路的軟開關(guān)實現(xiàn)

3.1 原邊開關(guān)管的軟開關(guān)實現(xiàn)

以原邊側(cè)Q1關(guān)斷，Q2導通過程為例，分析超前橋臂的ZVS 軟開關(guān)實現(xiàn)過程，其工作時序如圖4所示。t1時刻，開關(guān)Q1關(guān)斷，電流ip1對Q1的并聯(lián)電容充電，ip2對Q2的并聯(lián)電容放電，由于Q1和Q2的并聯(lián)電容相等，所以：

由圖4 可知此時電感電流達到最大值iLmax，且電感電流的最大值等于輸出電流io與電感電流紋波之和:

由于零電壓開通需滿足在開關(guān)管開通前其開關(guān)管兩端并聯(lián)電容已經(jīng)充放電完成，在死區(qū)時間td1內(nèi)必須有足夠的能量將Q2的并聯(lián)電容電壓降到零，所以Q2實現(xiàn)ZVS 開通需滿足：

由公式(1)～(3)可得，Q2實現(xiàn)ZVS 開通的條件為：

由公式(4)可知，負載電流越大，開關(guān)管Q2越容易實現(xiàn)ZVS 導通。同理可以分析出Q1的ZVS 特性。

以Q4關(guān)斷，Q3導通過程為例分析滯后橋臂的軟開關(guān)實現(xiàn)過程，其工作時序如圖4所示。

t5時刻，開關(guān)Q4關(guān)斷，電流ip給Q4的并聯(lián)電容充電，給Q3的并聯(lián)電容放電，由于此時UC=UD=UE= 0，變壓器原副邊繞組電壓為零，此時漏感Lr和開關(guān)管Q3和Q4的寄生電容諧振[12]。所以：

由公式(5)～(7)可得Q3實現(xiàn)ZVS 導通的條件為：

從公式(8)可以看出Q3實現(xiàn)ZVS 導通所需要的電流和負載電流無關(guān)，其與漏感大小有關(guān)，且隨著漏感的增大，Q3實現(xiàn)ZVS 導通所需要的電流減小，Q3越容易實現(xiàn)ZVS 導通。同理可以分析出Q4的ZVS 特性。

3.2 周波變換器開關(guān)管的軟開關(guān)實現(xiàn)

全橋有源鉗位電路采用移相同步調(diào)制策略時，以Q7/Q8導通，Q5/Q6關(guān)斷為例，副邊周波變換器開關(guān)管的ZVS 過程，其工作時序如圖4所示。

在周波變換器開關(guān)管Q7/Q8導通之前，Q5/Q6和鉗位開關(guān)管的S2、S4一直處于導通狀態(tài)，此時UFC=UFE=0，保證了Q7/Q8的ZVS 導通。

Q5/Q6關(guān)斷之前，開關(guān)管Q5/Q6，Q7/Q8，S2、S4一直處于導通狀態(tài)，此時UFC=UFE=0，保證了Q5/Q6的ZVS 關(guān)斷。同理可以分析出Q5/Q6導通，Q7/Q8關(guān)斷時的ZVS 特性。

因此，文中采用的移相同步調(diào)制策略能夠保證周波變換器開關(guān)管實現(xiàn)ZVS 開通和關(guān)斷。

4 仿真與實驗

為驗證理論分析的正確性，文中采用了MATLAB/Simulink 進行仿真驗證，并制作了一臺實驗樣機，其參數(shù)如表1所示。

表1 實驗參數(shù)

4.1 仿真結(jié)果

圖5所示為MATLAB/Simulink 仿真波形。其中圖5(a)為LC 濾波器前、后電壓波形，從圖中可知LC 濾波器輸入側(cè)電壓波形無震蕩，LC 濾波器輸出側(cè)正弦波形無畸變。因此，基于移相同步調(diào)制策略的有源鉗位電路解決了高頻鏈變換器中的電壓過沖問題。

圖5 仿真波形

圖5(b)和5(c)分別為超前橋臂Q2和滯后橋臂Q3的軟開關(guān)波形。從圖中可以看出，驅(qū)動信號Ugs發(fā)出之前，開關(guān)管兩端電壓Uds已經(jīng)降為0，所以實現(xiàn)了ZVS 導通；驅(qū)動信號Ugs關(guān)閉時，Uds緩緩上升，縮短了端電壓Uds與驅(qū)動信號Ugs的重疊時間，降低了關(guān)斷損耗。

圖5(d)為周波變換器Q5/Q6的驅(qū)動信號Ugs和管壓降UFC。從圖中可以看出，在驅(qū)動信號Ugs之前，開關(guān)管兩端電壓Uds已經(jīng)降為0，實現(xiàn)了ZVS 導通；驅(qū)動信號Ugs關(guān)閉后，UFC還保持在零電平，實現(xiàn)了ZVS 關(guān)斷。

4.2 實驗結(jié)果

圖6所示為得到的實驗波形。從圖6(a)可以看出LC 濾波器輸入側(cè)電壓波形無震蕩，輸出正弦波無明顯畸變。從圖6(b)、(c)、(d)可以看出，開關(guān)管Q2、Q3和Q5/Q6均實現(xiàn)了ZVS 導通。開關(guān)管Q2、Q3關(guān)斷時，驅(qū)動信號Ugs和端電壓Uds只有部分重疊，降低了關(guān)斷損耗。開關(guān)管Q5/Q6實現(xiàn)了ZVS 關(guān)斷。實驗波形與理論分析、仿真波形相符合，驗證了文中所用方法的有效性。

圖6 實驗波形

5 結(jié)論

本文以全橋有源鉗位電路的高頻鏈DC/AC 變換器為研究對象，針對有源鉗位開關(guān)管采用SPWM 脈寬同步調(diào)制策略存在驅(qū)動脈沖丟失問題，文中采用占空比為50%的移相同步調(diào)制策略，可以保證鉗位電路可靠工作，并有效限制電路中的尖峰電壓和消除震蕩，且實現(xiàn)主電路開關(guān)管的ZVS 軟開關(guān)，提高系統(tǒng)效率。文中仿真和實驗結(jié)果均證明了該移相同步調(diào)制策略的有效性。