聶玉卿，崔高峰，王衛(wèi)東

(北京郵電大學(xué) 電子工程學(xué)院，北京 100876)

0 引 言

目前,分立的衛(wèi)星通信系統(tǒng)逐步向著天地異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)互聯(lián)互通、天地一體化的方向發(fā)展[1]。衛(wèi)星與地面5G技術(shù)的融合能夠連通空、天、地、海多維空間，為用戶提供更為可靠的一致性服務(wù)體驗(yàn)，形成一體化網(wǎng)絡(luò)格局。為了實(shí)現(xiàn)地面終端的一體化，衛(wèi)星與地面5G的空中接口逐步趨向融合，隨機(jī)接入、非正交多址接入等技術(shù)在衛(wèi)星通信中的應(yīng)用也是目前的研究熱點(diǎn)，然而受限于星上處理能力以及星地鏈路長(zhǎng)時(shí)延的特點(diǎn)，地面5G中的關(guān)鍵技術(shù)在衛(wèi)星系統(tǒng)中的適應(yīng)性改造與優(yōu)化是實(shí)現(xiàn)星地融合需要解決的重點(diǎn)問(wèn)題。

作為地面用戶終端與衛(wèi)星進(jìn)行交互的第一步，隨機(jī)接入技術(shù)在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中具有不可或缺的重要意義。通過(guò)隨機(jī)接入過(guò)程，使得用戶自身發(fā)送幀時(shí)序與網(wǎng)絡(luò)上行幀對(duì)齊，用戶與網(wǎng)絡(luò)取得上行同步后，才能被調(diào)度并進(jìn)行上行傳輸。對(duì)于高軌(Geosynchronous Earth Orbit,GEO)衛(wèi)星通信系統(tǒng)，衛(wèi)星軌道高度為35 786 km，通信距離遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于地面5G系統(tǒng)，星地鏈路長(zhǎng)時(shí)延的特點(diǎn)使得完成一次上行接入過(guò)程所需的時(shí)間大大增加，這給一些具有低訪問(wèn)延遲需求的應(yīng)用帶來(lái)了挑戰(zhàn)。

為了實(shí)現(xiàn)衛(wèi)星通信系統(tǒng)低延遲以及高可靠性的接入，目前已有部分文獻(xiàn)對(duì)衛(wèi)星場(chǎng)景下的隨機(jī)接入技術(shù)展開了研究。文獻(xiàn)[2]探討了5G中的隨機(jī)接入過(guò)程在非地面網(wǎng)絡(luò)(Non-Terrestrial Network,NTN)中的應(yīng)用，并給出了可行的解決方案。文獻(xiàn)[3-4]研究了衛(wèi)星通信系統(tǒng)多用戶場(chǎng)景下的隨機(jī)接入信號(hào)檢測(cè)算法，從提高用戶接入成功率的角度，避免多次接入產(chǎn)生的較長(zhǎng)接入時(shí)延。文獻(xiàn)[5]研究了多個(gè)用戶發(fā)起的隨機(jī)接入過(guò)程發(fā)生碰撞后的退避算法，使系統(tǒng)能在更短的時(shí)間內(nèi)有更多的用戶成功實(shí)現(xiàn)上行接入。然而，上述文獻(xiàn)均是在采用傳統(tǒng)四步隨機(jī)接入方案的基礎(chǔ)上進(jìn)行優(yōu)化，用戶與衛(wèi)星通過(guò)四次消息交換導(dǎo)致接入過(guò)程較長(zhǎng)延時(shí)的問(wèn)題仍然存在。目前，3GPP及其工作組針對(duì)地面場(chǎng)景提出了兩步隨機(jī)接入方案[6]，該方案通過(guò)兩次消息傳遞完成上行隨機(jī)接入，與傳統(tǒng)的四步隨機(jī)接入相比大大降低了接入過(guò)程的時(shí)延。但是目前關(guān)于兩步隨機(jī)接入技術(shù)的研究?jī)H考慮了地面場(chǎng)景，且仍處于標(biāo)準(zhǔn)化過(guò)程中，尚未有相關(guān)研究將該方案應(yīng)用于衛(wèi)星場(chǎng)景并做出適應(yīng)性的設(shè)計(jì)。

本文對(duì)衛(wèi)星場(chǎng)景下兩步隨機(jī)接入方案中的信道設(shè)計(jì)以及多用戶信號(hào)檢測(cè)問(wèn)題進(jìn)行研究，提出了一種兩步隨機(jī)接入信道設(shè)計(jì)方案，對(duì)兩步隨機(jī)接入信道中數(shù)據(jù)部分的信道結(jié)構(gòu)以及前導(dǎo)和數(shù)據(jù)之間的映射方式進(jìn)行了設(shè)計(jì)。此外，針對(duì)多個(gè)用戶發(fā)起接入時(shí)兩步隨機(jī)接入信號(hào)中數(shù)據(jù)部分發(fā)生碰撞導(dǎo)致解碼性能降低的問(wèn)題，采用多用戶共享接入(Multi-user Shared Access,MUSA)方式發(fā)送數(shù)據(jù)部分，并提出一種多判決排序串行干擾消除(Multi-decision Ordered Successive Interference Cancellation,MD-OSIC)算法對(duì)發(fā)生碰撞的數(shù)據(jù)進(jìn)行檢測(cè)，降低誤差傳播對(duì)檢測(cè)性能造成的影響，實(shí)現(xiàn)高效率低延時(shí)接入。

1 系統(tǒng)模型

考慮衛(wèi)星場(chǎng)景上行隨機(jī)接入過(guò)程，該場(chǎng)景包括一個(gè)GEO衛(wèi)星和N個(gè)用戶，N≥1。N個(gè)用戶采用兩步隨機(jī)接入方案向衛(wèi)星發(fā)起上行接入請(qǐng)求，兩步隨機(jī)接入流程如圖1所示。

圖1 兩步隨機(jī)接入流程

在傳統(tǒng)四步隨機(jī)接入過(guò)程中，步驟1和步驟3分別傳輸一個(gè)隨機(jī)選擇的前導(dǎo)序列以及一個(gè)數(shù)據(jù)包，在兩步隨機(jī)接入過(guò)程中這兩個(gè)步驟被合并為步驟1。兩步隨機(jī)接入中的步驟2為GEO衛(wèi)星向用戶終端發(fā)送一個(gè)反饋信號(hào)，告知用戶終端接入是否成功。通過(guò)簡(jiǎn)化隨機(jī)接入過(guò)程，兩步隨機(jī)接入與四步隨機(jī)接入過(guò)程相比在降低延遲以及信令開銷方面更有優(yōu)勢(shì)[7]。步驟1中，用戶終端發(fā)送給GEO衛(wèi)星的消息定義為消息A(message A,msgA)。msgA包含前導(dǎo)碼以及數(shù)據(jù)部分兩部分，其中，前導(dǎo)碼在物理隨機(jī)接入信道(Physical Random Access Channel,PRACH)傳輸，數(shù)據(jù)部分在物理上行共享信道(Physical Uplink Shared Channel,PUSCH)傳輸[8]，msgA的前導(dǎo)碼和數(shù)據(jù)部分時(shí)分復(fù)用[6]，并在PRACH與PUSCH之間預(yù)留一定的時(shí)間間隔[9]。msgA信道結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 msgA信道結(jié)構(gòu)

考慮到用于傳輸msgA數(shù)據(jù)部分的時(shí)頻資源有限，并且在未完成上行同步時(shí)基站無(wú)法統(tǒng)一對(duì)用戶終端進(jìn)行調(diào)度，因此在數(shù)據(jù)部分采用具有免調(diào)度特性的MUSA技術(shù)。本文設(shè)計(jì)的多用戶兩步隨機(jī)接入系統(tǒng)模型如圖3所示。

圖3 多用戶兩步RACH系統(tǒng)模型

首先，用戶隨機(jī)選擇一個(gè)根索引值以及循環(huán)移位值，生成具有良好自相關(guān)性與互相關(guān)性的ZC序列，經(jīng)過(guò)離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transform，DFT)、子載波映射、離散傅里葉逆變換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)等模塊生成msgA前導(dǎo)碼信號(hào)。其中，根據(jù)前導(dǎo)序列根索引值及循環(huán)移位值確定解調(diào)參考信號(hào)(Demodulation Reference Signal,DMRS)產(chǎn)生所需的參數(shù)，生成與用戶選擇的前導(dǎo)序列相對(duì)應(yīng)的DMRS。然后，對(duì)數(shù)據(jù)部分進(jìn)行編碼調(diào)制，并將調(diào)制后的符號(hào)與該用戶隨機(jī)選擇的擴(kuò)展序列相乘進(jìn)行擴(kuò)頻，擴(kuò)展序列采用序列長(zhǎng)度為4的復(fù)數(shù)三元序列[10]。根據(jù)前導(dǎo)序列索引值確定DMRS及數(shù)據(jù)部分的映射位置，對(duì)DMRS與擴(kuò)頻后的數(shù)據(jù)進(jìn)行資源映射，經(jīng)過(guò)快速傅里葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT) 生成msgA數(shù)據(jù)信號(hào)，完成msgA信號(hào)的發(fā)送。接收端首先對(duì)msgA的前導(dǎo)碼進(jìn)行檢測(cè)，若檢測(cè)成功，則根據(jù)檢測(cè)得到的前導(dǎo)索引值進(jìn)行msgA的數(shù)據(jù)部分檢測(cè)，數(shù)據(jù)部分采用MD-OSIC方案對(duì)多用戶疊加數(shù)據(jù)進(jìn)行逐一檢測(cè)。

2 msgA信道設(shè)計(jì)方案

與傳統(tǒng)四步隨機(jī)接入不同，兩步隨機(jī)接入在第一步中除了傳輸前導(dǎo)碼以外，還需要傳輸一部分承載上層信息的數(shù)據(jù)比特，這給msgA的信道設(shè)計(jì)帶來(lái)了難點(diǎn)。首先，需要設(shè)計(jì)前導(dǎo)序列與對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)之間的映射關(guān)系，使得接收端檢測(cè)到該用戶的前導(dǎo)序列之后可以通過(guò)前導(dǎo)索引信息確定數(shù)據(jù)部分的映射位置以及檢測(cè)所需的相關(guān)參數(shù)；此外，考慮到用于msgA數(shù)據(jù)傳輸?shù)馁Y源有限，需要采用非正交方式提升頻譜利用率，這會(huì)使得接收端各個(gè)用戶的數(shù)據(jù)相互混疊，不但需要在接收端設(shè)計(jì)有效的接收算法實(shí)現(xiàn)多用戶檢測(cè)，也需要在發(fā)送端對(duì)數(shù)據(jù)信道進(jìn)行設(shè)計(jì)保證用戶數(shù)據(jù)檢測(cè)的準(zhǔn)確性。

2.1 msgA PRACH設(shè)計(jì)

根據(jù)圖2所示的msgA信道結(jié)構(gòu)可知，msgA信道中包含PRACH與PUSCH兩部分，其中關(guān)于衛(wèi)星場(chǎng)景下隨機(jī)接入前導(dǎo)格式的設(shè)計(jì)已有很多文獻(xiàn)展開了研究。本文在msgA PRACH部分采用時(shí)延預(yù)補(bǔ)償方案[11]，前導(dǎo)信號(hào)長(zhǎng)度為3 ms，其中循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)長(zhǎng)度為0.3 ms，前導(dǎo)序列長(zhǎng)度為2.4 ms，保護(hù)時(shí)間(Guard Time，GT)長(zhǎng)度為0.3 ms，PRACH信道時(shí)域上占用無(wú)線幀中的前3個(gè)子幀，頻域占用1.08 MHz帶寬，64個(gè)前導(dǎo)碼在同一時(shí)頻資源中碼分復(fù)用。msgA PRACH時(shí)域結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 msgA PRACH時(shí)域結(jié)構(gòu)示意圖

2.2 msgA PUSCH設(shè)計(jì)

通過(guò)參考目前3GPP已采納的msgA PUSCH參數(shù)配置[12]，令msgA PUSCH頻域上占用1.08 MHz帶寬，即6PRB(Physical Resource Block)，與PRACH占用相同的頻域資源[13]；時(shí)域上為14個(gè)OFDM符號(hào)。

關(guān)于DMRS的設(shè)計(jì)，在目前地面場(chǎng)景的討論中一般使用不同的DMRS端口，通過(guò)將前導(dǎo)碼映射到不同的DMRS端口，降低PUSCH沖突的概率。由于地面支持多天線傳輸，接收端可配置的天線數(shù)[13]為2、4、8，而本文考慮的衛(wèi)星場(chǎng)景中不支持多接收天線，即只有一個(gè)天線端口配置，目前地面通過(guò)多個(gè)DMRS端口降低PUSCH沖突的方案在衛(wèi)星通信中無(wú)法適用。因此，本文提出了如圖5所示的msgA PUSCH結(jié)構(gòu)。

圖5 msgA PUSCH時(shí)頻結(jié)構(gòu)示意圖

為了與地面5G系統(tǒng)融合，在DMRS設(shè)計(jì)上參考5G中的DMRS導(dǎo)頻類型，采用梳狀加碼分正交復(fù)用方式，雙符號(hào)DMRS結(jié)構(gòu)。其中，第三個(gè)符號(hào)中子載波索引為奇數(shù)(假設(shè)編號(hào)從1開始)的RE(Resource Element)定義為DMRS index0，子載波索引為偶數(shù)的RE定義為DMRS index1；第四個(gè)符號(hào)中子載波索引為奇數(shù)(假設(shè)編號(hào)從1開始)的RE定義為DMRS index2，子載波索引為偶數(shù)的RE定義為DMRS index3。通過(guò)這種配置方式，將前導(dǎo)碼映射到不同時(shí)頻位置的DMRS index，當(dāng)數(shù)據(jù)部分發(fā)生碰撞時(shí)，接收端可以通過(guò)獨(dú)立的DMRS信道估計(jì)進(jìn)行多用戶檢測(cè)，分別進(jìn)行解碼，提高檢測(cè)的成功率。

在PUSCH資源后需要添加GT，避免符號(hào)間干擾。根據(jù)時(shí)延預(yù)補(bǔ)償方案[12]，GT應(yīng)大于0.3 ms?？紤]到5G中OFDM符號(hào)持續(xù)時(shí)間為66.67 μs，為了保證幀對(duì)齊，令GT長(zhǎng)度為5個(gè)OFDM符號(hào)，即0.33 ms。

2.3 PRACH與PUSCH之間映射關(guān)系

在傳統(tǒng)的四步隨機(jī)接入中，步驟3中用戶發(fā)送給基站的數(shù)據(jù)所占用的資源由基站進(jìn)行調(diào)度分配，多個(gè)用戶對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)可能會(huì)被分配相互正交的時(shí)頻資源。然而在基于競(jìng)爭(zhēng)的兩步隨機(jī)接入過(guò)程中，msgA中用于傳輸數(shù)據(jù)的PUSCH資源是預(yù)先分配好的，多個(gè)用戶對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分可能會(huì)被分配到相同的PUSCH資源，這種情況下，不同用戶的數(shù)據(jù)之間有一定的概率發(fā)生碰撞，需要采用非正交多址接入技術(shù)及相應(yīng)的干擾消除方案，在接收端解碼每個(gè)用戶對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分。若無(wú)法正確檢測(cè)msgA的數(shù)據(jù)部分，則需要重新傳輸msgA或者回退到四步隨機(jī)接入。

為了降低不同用戶數(shù)據(jù)部分的碰撞概率，同時(shí)提高頻譜利用率，本文對(duì)msgA的信道進(jìn)行了設(shè)計(jì)。首先，將有限的msgA PUSCH資源進(jìn)行劃分，通過(guò)對(duì)用戶所有可能選擇的前導(dǎo)碼進(jìn)行分組，使得不同組內(nèi)的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)映射到正交的時(shí)頻資源塊，從而降低數(shù)據(jù)部分發(fā)生碰撞的概率。在本文中將msgA PUSCH資源劃分得到的正交資源定義為PUSCH occasion(PO)。對(duì)于給定的6個(gè)PRB的msgA PUSCH資源，劃分為兩組的性能更好[14]。盡管劃分更多的PO可以使不同前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)具有更低的碰撞概率，但是低碼率可以彌補(bǔ)性能損失的整體影響。因此，擬采用將msgA PUSCH資源劃分為2個(gè)PO，每個(gè)PO頻域上占用3個(gè)PRB，如圖6所示。

圖6 前導(dǎo)碼到PUSCH/DMRS映射關(guān)系

此外，為了避免數(shù)據(jù)部分的盲解碼，設(shè)計(jì)了用戶所有可能選擇的64個(gè)前導(dǎo)碼與其對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)部分之間的一一映射關(guān)系。其中，前導(dǎo)碼0～31對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分映射到PO 0，前導(dǎo)碼32～63對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分映射到PO 1。每個(gè)PO中有4個(gè)具有不同時(shí)頻位置的DMRS index，即同一PO中的32個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)映射到4個(gè)不同的DMRS index，使得每個(gè)DMRS index有8個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分復(fù)用。對(duì)于每一個(gè)DMRS index，設(shè)定8個(gè)不同的DMRS序列，即對(duì)于PO與DMRS index均發(fā)生碰撞的數(shù)據(jù)，通過(guò)不同的DMRS序列進(jìn)行區(qū)分。具體映射關(guān)系如表1所示，其中，PO指示數(shù)據(jù)映射到不同的頻率位置，如圖6所示；DMRS位置為0表示DMRS位于當(dāng)前子幀的第3個(gè)符號(hào)，DMRS位置為1表示DMRS位于當(dāng)前子幀的第4個(gè)符號(hào)；映射圖樣為0表示DMRS映射到奇數(shù)子載波，映射圖樣為1表示DMRS映射到偶數(shù)子載波。根據(jù)上述配置，通過(guò)對(duì)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分以及DMRS的時(shí)/頻/碼分復(fù)用，實(shí)現(xiàn)一一映射關(guān)系。

表1 映射關(guān)系配置表

3 多用戶檢測(cè)算法

接收端接收到msgA信號(hào)后，首先檢測(cè)msgA PRACH部分，確定用戶發(fā)送的前導(dǎo)碼索引。若前導(dǎo)碼檢測(cè)成功，相關(guān)聯(lián)的PUSCH資源可以通過(guò)前導(dǎo)碼和PUSCH/DMRS之間的映射關(guān)系識(shí)別。然后，接收端將檢測(cè)PUSCH部分。其中，接收端可以通過(guò)PRACH檢測(cè)估計(jì)時(shí)偏，并在PUSCH檢測(cè)前根據(jù)估計(jì)的定時(shí)偏移量調(diào)整接收信號(hào)的時(shí)間窗口。接收框圖如圖7所示。

圖7 msgA接收框圖

PRACH檢測(cè)算法與傳統(tǒng)四步隨機(jī)接入中的檢測(cè)算法相同[15]，本文重點(diǎn)在于提出了與所設(shè)計(jì)信道結(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)的PUSCH數(shù)據(jù)部分的檢測(cè)流程以及改進(jìn)算法。

3.1 數(shù)據(jù)碰撞情況分析

當(dāng)多個(gè)用戶發(fā)起兩步隨機(jī)接入時(shí)，由于多用戶選擇的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)可能映射到相同的時(shí)頻資源導(dǎo)致發(fā)生數(shù)據(jù)碰撞，因此下面首先對(duì)msgA PUSCH檢測(cè)時(shí)可能出現(xiàn)的情況進(jìn)行分析。如圖6所示，以兩個(gè)用戶選擇不同前導(dǎo)碼為例。

(1)情況1：兩個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)映射到不同PO。

如用戶0選擇了前導(dǎo)碼索引#1，用戶1選擇了前導(dǎo)碼索引#60，此時(shí)兩個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分映射到正交資源上，沒(méi)有發(fā)生碰撞，可以通過(guò)解碼不同頻域位置的PO得到相應(yīng)的數(shù)據(jù)信息。

(2)情況2：兩個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)映射到相同的PO、不同的DMRS index。

如用戶0選擇了前導(dǎo)索引#1，用戶1選擇了前導(dǎo)索引#15，此時(shí)兩個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)部分都映射到PO0，但是用戶0對(duì)應(yīng)DMRS index0，用戶1對(duì)應(yīng)DMRS index1。這種情況下，雖然數(shù)據(jù)部分在時(shí)頻域發(fā)生重疊，但是接收端通過(guò)不同位置的DMRS信道估計(jì)進(jìn)行多用戶檢測(cè)，根據(jù)不同的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行串行干擾消除，可以對(duì)碰撞數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼。

(3)情況3：兩個(gè)前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)映射到相同的PO、相同的DMRS index。

如用戶0選擇了前導(dǎo)碼索引#1，用戶1選擇了前導(dǎo)碼索引#7，此時(shí)兩個(gè)前導(dǎo)碼都映射到PO 0、DMRS index 0。但是由于一個(gè)DMRS index位置有8個(gè)正交的DMRS碼分復(fù)用，前導(dǎo)碼#1 與前導(dǎo)碼#7對(duì)應(yīng)了不同的DMRS。DMRS由具有良好自相關(guān)與互相關(guān)性質(zhì)的ZC序列生成，因此可以利用碼分復(fù)用的正交DMRS進(jìn)行信道估計(jì)，通過(guò)串行干擾消除技術(shù)對(duì)碰撞數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼。

對(duì)于情況1，首先根據(jù)檢測(cè)到的前導(dǎo)碼根索引值和循環(huán)移位值確定前導(dǎo)碼的索引號(hào)，取值范圍為{0,1,…,63}，根據(jù)msgA PRACH與msgA PUSCH/DMRS的映射關(guān)系可以確定數(shù)據(jù)部分以及DMRS所在的時(shí)頻位置，然后直接對(duì)該位置的數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼。

對(duì)于情況2和情況3，根據(jù)圖6所示的前導(dǎo)碼與PUSCH/DMRS之間的映射關(guān)系可知，32個(gè)前導(dǎo)碼共用一個(gè)PO資源，當(dāng)多個(gè)用戶選擇了不同前導(dǎo)碼但是相同PO資源時(shí)，會(huì)發(fā)生數(shù)據(jù)碰撞。因此，當(dāng)多用戶發(fā)送隨機(jī)接入請(qǐng)求時(shí)，接收端需要采用串行干擾消除技術(shù)逐一對(duì)PUSCH數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼。

3.2 msgA PUSCH檢測(cè)流程

為了更好地進(jìn)行描述，首先定義如下變量：

num：發(fā)起兩步隨機(jī)接入的用戶數(shù)。

preamble_index：發(fā)送的前導(dǎo)索引集合。

detect_preamble_index：檢測(cè)到的前導(dǎo)索引集合。

pusch_occasion：msgA PUSCH數(shù)據(jù)映射到的時(shí)頻位置，取值為[0,1]。

pusch_occasion_num：msgA PUSCH數(shù)據(jù)可以映射到的時(shí)頻位置數(shù)量，取值為2。

num_index：映射到 pusch_occasion 0或pusch_occasion 1的用戶數(shù)，num_index≤num。

根據(jù)3.1節(jié)的分析，可以將檢測(cè)流程整理如下：

Step1 PRACH判決。若判決正確，即preamble_index = detect_preamble_index，則繼續(xù)進(jìn)行Step 2；否則判決失敗，結(jié)束流程。

Step2 根據(jù)檢測(cè)到的前導(dǎo)索引集合確定num個(gè)用戶的數(shù)據(jù)映射位置pusch_occasion。

Step3 pusch_occasion從0到1循環(huán)開始

Step3.1 判斷映射到該位置的用戶數(shù)num_index。

Step3.2 如果num_index=0，則返回Step 3；如果num_index=1，則跳到Step 3.3，如果num_index>1，則跳到Step 3.4。

Step3.3 只有一個(gè)用戶數(shù)據(jù)映射到該時(shí)頻資源位置，進(jìn)行單用戶檢測(cè)，得到該用戶的解調(diào)信號(hào)。其中，單用戶檢測(cè)流程與5G中PUSCH接收端流程相同。

Step3.4 有多個(gè)用戶數(shù)據(jù)映射到該時(shí)頻資源位置，進(jìn)行多用戶檢測(cè)，依次得到每個(gè)用戶的解調(diào)信號(hào)。本文提出的多用戶檢測(cè)算法在3.3節(jié)進(jìn)行介紹。

Step4 對(duì)num個(gè)用戶的解調(diào)信號(hào)進(jìn)行信道解碼，并統(tǒng)計(jì)誤碼率。

3.3 多判決排序串行干擾消除算法

MUSA采用非正交復(fù)數(shù)擴(kuò)展序列，各用戶的數(shù)據(jù)也是非正交地混疊在相同的時(shí)頻資源中。為了應(yīng)對(duì)用戶間的多址干擾，在接收端通常采用基于線性檢測(cè)的干擾消除算法MMSE-SIC進(jìn)行多用戶檢測(cè)。然而，MMSE-SIC算法會(huì)存在誤差傳播的現(xiàn)象，即利用已檢測(cè)用戶的錯(cuò)誤估計(jì)信息進(jìn)行干擾消除，會(huì)給后續(xù)未檢測(cè)用戶引入新的干擾，導(dǎo)致系統(tǒng)性能惡化。為了克服傳統(tǒng)MMSE-SIC算法存在的誤差傳播問(wèn)題，提高用戶檢測(cè)信息的可靠度，文獻(xiàn)[16]針對(duì)MIMO系統(tǒng)提出了一種多反饋串行干擾消除(Multiple Feedback Successive Interference Cancellation,MF-SIC)算法，該算法通過(guò)預(yù)先定義閾值進(jìn)行陰影區(qū)域約束，對(duì)位于陰影區(qū)域內(nèi)的符號(hào)進(jìn)行多次反饋判決，以提高估計(jì)信號(hào)的準(zhǔn)確性。然而該算法在待檢測(cè)用戶的選擇策略上未進(jìn)行優(yōu)化，沒(méi)有在進(jìn)行串行干擾消除前對(duì)用戶進(jìn)行可靠性排序。本文針對(duì)MUSA系統(tǒng)提出了一種MD-OSIC算法。首先計(jì)算所有用戶的信干噪比(Signal to Interference plus Noise Ratio,SINR)并進(jìn)行排序，優(yōu)化用戶的選擇策略；然后進(jìn)行MMSE線性檢測(cè)，并對(duì)位于不可靠區(qū)域內(nèi)的符號(hào)進(jìn)行多次判決，增大分集增益，從而有效減輕由于誤差傳播帶來(lái)的影響。

3.3.1 不可靠區(qū)域判決

以QPSK為例，圖8為QPSK星座圖的不可靠區(qū)域示意圖，其中D為兩個(gè)星座點(diǎn)之間的距離，d為不可靠區(qū)域大小，令dth=d/D，當(dāng)MMSE檢測(cè)得到的符號(hào)位于該區(qū)域，即判決不可靠，需要進(jìn)行下一步的多判決排序串行干擾消除，否則直接對(duì)該符號(hào)進(jìn)行硬判決。dth越大，不可靠區(qū)域范圍越大，需要進(jìn)行多判決的符號(hào)數(shù)越多，相應(yīng)的算法耗時(shí)也會(huì)增加。

圖8 不可靠區(qū)域示意圖

3.3.2 算法流程設(shè)計(jì)

首先計(jì)算所有未檢測(cè)用戶的SINR，并選取SINR最大的用戶作為待檢測(cè)用戶，進(jìn)行線性MMSE檢測(cè)。然后對(duì)該符號(hào)進(jìn)行不可靠區(qū)域判決，若該符號(hào)沒(méi)有落在該區(qū)域內(nèi)，則認(rèn)為判決可靠，重構(gòu)該用戶數(shù)據(jù)并從疊加符號(hào)中刪除，繼續(xù)進(jìn)行下一個(gè)用戶的檢測(cè)；若該符號(hào)位于該區(qū)域內(nèi)，則認(rèn)為判決不可靠，需要進(jìn)行多判決過(guò)程。算法框架如圖9所示，其中候選集合為該調(diào)制方式所有星座點(diǎn)的集合。

圖9 MD-OSIC算法框圖

本節(jié)描述的流程是在3.2節(jié)中Step 3.4基礎(chǔ)上進(jìn)行，即當(dāng)前PO上有多個(gè)用戶數(shù)據(jù)發(fā)生碰撞時(shí)，進(jìn)行下述MD-OSIC算法流程。

為了更好地進(jìn)行描述，首先定義如下變量：

m：當(dāng)前檢測(cè)的符號(hào)索引，m∈{1,2,…,M}。

k：當(dāng)前檢測(cè)的用戶索引，k∈{1,2,…,K}。

Sm：接收到的第m個(gè)疊加信號(hào)。

xk,m：用戶k實(shí)際發(fā)送的第m個(gè)符號(hào)。

sk,m：多反饋MMSE-SIC后確定的用戶k的第m個(gè)符號(hào)。

vi：候選符號(hào)，i∈{1,2,…,I}，I為調(diào)制階數(shù)，v為該調(diào)制方式所有星座點(diǎn)的集合。

P[·]：調(diào)制。

Q[·]：解調(diào)。

MD-OSIC算法偽代碼如下：

1符號(hào)m從1到M循環(huán)開始

2 計(jì)算K個(gè)用戶的SINR，并按照從大到小的順序排序?yàn)闄z測(cè)順序

3 用戶k從1到K循環(huán)開始

6 候選符號(hào)vi從v1到vI循環(huán)開始

7 假設(shè)xk,m為vi

8 進(jìn)行MMSE-SIC，確定用戶k+1到K的判決符號(hào)為[gk+1,M,gk+2,M,…,gK,M]

9 得到bm,i=[s1,m,s2,m,…,sk-1,m,vi,gk+1,M,gk+2,M,…,gK,M]

11 對(duì)sk,m進(jìn)行解調(diào)解碼，得到用戶數(shù)據(jù)

12 更新Sm=Sm-h·sk,m，返回第3步

13 返回第1步

4 仿真與分析

在本文中，msgA PRACH的檢測(cè)性能用漏檢概率和虛警概率評(píng)估，msgA PUSCH的檢測(cè)性能通過(guò)誤碼率評(píng)估。仿真過(guò)程中，數(shù)據(jù)部分的誤碼率統(tǒng)計(jì)是在前導(dǎo)碼檢測(cè)成功的基礎(chǔ)上進(jìn)行的。仿真參數(shù)配置如表2所示。

表2 仿真參數(shù)配置

衛(wèi)星信道下msgA PRACH的檢測(cè)性能如圖10所示。當(dāng)Es/No=-16 dB時(shí)，檢測(cè)概率達(dá)到99.8%，虛警概率為0.01%，滿足3GPP所規(guī)定檢測(cè)概率在99%以上時(shí)虛警概率低于0.1%的指標(biāo)要求。

圖10 msgA PRACH 漏檢及虛警概率

理想信道估計(jì)方案下，msgA PUSCH檢測(cè)性能如圖11所示。其中，傳統(tǒng)方案為MMSE-SIC算法，本文方案為MD-OSIC算法，dth=0.2。

圖11 msgA PUSCH誤碼率(理想信道估計(jì))

當(dāng)有兩用戶發(fā)起兩步隨機(jī)接入時(shí)，傳統(tǒng)方案在Es/No=6.2 dB時(shí)誤碼率達(dá)到10-4，本文方案在Es/No=2.8 dB時(shí)誤碼率達(dá)到10-4，本文方案相比于傳統(tǒng)方案在用戶數(shù)為2時(shí)有大約3.4 dB的性能增益。對(duì)于用戶數(shù)為4和6時(shí)，本文方案同樣具有更優(yōu)的檢測(cè)性能。

圖12給出了分別采用理想信道估計(jì)與LMMSE信道估計(jì)方案時(shí)MD-OSIC算法誤碼率性能曲線。由于信道估計(jì)誤差的存在，在用戶數(shù)為1和2時(shí)，LMMSE算法相比于理想信道估計(jì)有大約1.2 dB的性能損失。

圖12 msgA PUSCH誤碼率(MD-OSIC算法)

在本文方案中，不可靠區(qū)域的大小會(huì)影響檢測(cè)性能，因此本文對(duì)4用戶采用理想信道估計(jì)方案時(shí)不同dth對(duì)誤碼率性能的影響進(jìn)行了仿真評(píng)估，如圖13所示。與dth=0.1相比，dth=0.2時(shí)其不可靠區(qū)域范圍更大，會(huì)有更多的符號(hào)需要進(jìn)行多次判決，因此其檢測(cè)性能優(yōu)于dth=0.1的情況；當(dāng)繼續(xù)增大不可靠區(qū)域至dth=0.3 時(shí)，其性能與dth=0.2接近，對(duì)誤碼率性能的提升較小，這是由于繼續(xù)增大不可靠區(qū)域后，該區(qū)域內(nèi)增加的多判決符號(hào)判決失敗原因并非由誤差傳播問(wèn)題導(dǎo)致，因此dth的取值并非越大對(duì)性能提升越明顯。通過(guò)對(duì)算法計(jì)算量和系統(tǒng)性能的折中考慮，在本文仿真條件下，令dth=0.2可獲得更優(yōu)的檢測(cè)性能。

圖13 dth對(duì)誤碼率性能的影響

5 結(jié) 論

本文針對(duì)衛(wèi)星場(chǎng)景提出了一種兩步隨機(jī)接入信道設(shè)計(jì)方案，對(duì)數(shù)據(jù)部分信道結(jié)構(gòu)以及前導(dǎo)與數(shù)據(jù)部分之間的映射關(guān)系進(jìn)行了重新設(shè)計(jì)，并給出了該信道設(shè)計(jì)方案下詳細(xì)的收發(fā)兩端信號(hào)處理及檢測(cè)流程。針對(duì)傳統(tǒng)串行干擾消除算法由于存在誤差傳播問(wèn)題導(dǎo)致解碼性能降低的問(wèn)題，提出了一種MD-OSIC檢測(cè)算法。仿真結(jié)果表明，本文提出的信道設(shè)計(jì)方案以及收發(fā)兩端的信號(hào)處理流程能夠?qū)崿F(xiàn)多用戶的兩步隨機(jī)接入過(guò)程，本文提出的接收端改進(jìn)算法能夠有效改善數(shù)據(jù)部分的誤碼率性能。仿真結(jié)果驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)信道及檢測(cè)算法在典型衛(wèi)星通信場(chǎng)景下應(yīng)用的可行性。