胡志強，劉作軍，李潔

(河北工業(yè)大學 人工智能與數據科學學院，天津 300130)

0 引 言

隨著電力電子技術的飛速發(fā)展，三相電壓源型光伏逆變器在并網系統中得到了廣泛應用[1]。與兩電平逆變器相比，三電平逆變器具有更低的輸出電壓諧波、更低的電壓應力與更高的效率[2]，具有更廣闊的應用前景。但三相逆變器產生的共模電壓(Common-Mode Voltage，CMV)在實際工程中會導致漏電流[3-4]、電磁干擾[5]等，漏電流會引起光伏系統中并網電流發(fā)生畸變，電磁干擾會影響光伏系統中電力電子設備正常運行，污染電磁環(huán)境，嚴重降低系統的安全性與可靠性。

目前的共模電壓抑制方法的研究主要分為軟件和硬件兩類。軟件方法主要包括模型預測控制方法[4]和PWM方法[7-10]。通過軟件方法抑制共模電壓會使三電平逆變器中點電位失衡且控制難度增加，必須設計相應的中點電位平衡方法，具有一定局限性，改變調制方法會引起直流電壓利用率降低等負面影響，使系統的可靠性降低。因此從硬件角度抑制共模電壓逐漸受到人們重視，主要分為添加輔助裝置或改進拓撲結構。文獻[5]基于10 kW三電平系統設計的濾波器可以有效緩解共模電壓，但封裝后體積高達763 cm3，成本高且存在局限性。文獻[6]提出添加輔助電路作為第四橋臂用以抑制共模電壓，但該電路需要額外的控制單元并且需要添加傳感器用以收集信號。除此之外，文獻[11]基于H5拓撲提出了三相的H7逆變器是非對稱式拓撲結構，只能消除負向的共模電壓峰值。文獻[12]提出的H8拓撲為對稱拓撲，可有效消除正負兩端的共模電壓峰值。上述改進拓撲的方法僅適用于兩電平變換器，且輔助開關控制方式通過脈沖信號邏輯計算實現，不適合開關數量多、開關狀態(tài)復雜的三電平系統。

文中以三相三電平光伏逆變器為研究對象，以減小共模電壓為目的，提出了新型三電平對稱拓撲結構-H14逆變器，分析了新型逆變器的工作原理和共模電壓特性，并提出了基于開關函數的輔助開關控制方法，可在不影響逆變器輸出的前提下抑制共模電壓，最后進行了實驗驗證。

1 新型逆變器及其共模電壓特性

1.1 新型逆變器拓撲結構及工作模式

為減少三相逆變器的共模電壓，基于傳統三電平中點鉗位式(Three-Level Neutral-Point-Clamped，3L-NPC)逆變器，本文提出一種新型三電平拓撲結構—H14逆變器，如圖1所示。

圖1 H14光伏逆變器拓撲結構Fig.1 Circuit topology of proposed H14 PV inverter

圖中Si1～Si4分別為各相IGBT，Di1和Di2分別為鉗位二極管(i=a,b,c)，C1和C2為直流側分壓電容，S13和S14為輔助開關。

當開關S13和S14均導通時，定義為模式1。該模式下H14逆變器以3L-NPC逆變器方式運行。

當開關S13關斷且S14導通時，定義為模式2。該模式下逆變器在與直流環(huán)節(jié)P點斷開情況下運行。

當開關S13導通且S14關斷時，定義為模式3。該模式下逆變器與直流環(huán)節(jié)N點斷開情況下運行。

當開關S13和S14均關斷時，定義為模式4。直流側與逆變器斷開，逆變器僅與交流側有電氣連接。

1.2 H14逆變器的共模電壓特性

三相逆變器共模電壓定義為星形負載中性點和直流母線中性點之間的電位差。三相電壓源型逆變器中共模電壓的數學表達式為[10]：

(1)

文中假設H14逆變器的中點電位為理想平衡情況，且各相同類型開關器件的特性相同。因此，H14逆變器直流側兩個分壓電容電壓相等，即VP=VN=Vdc/2，其中VP和VN分別對應電容C1和C2電壓。所有關斷的IGBT均視為無窮大的等效電阻，用R表示。各模式下H14逆變器共模電壓分析如下。

1.2.1 模式1下的共模電壓

在運行模式1下，H14逆變器的工作特性與3L-NPC逆變器相同。模式1下H14逆變器的共模電壓與3L-NPC逆變器的共模電壓相同。

1.2.2 模式2下的共模電壓

當H14逆變器工作在模式2下開關狀態(tài)PPP時，H14逆變器的簡化等效電路如圖2所示。

圖2 模式2下PPP時H14逆變器等效電路Fig.2 Equivalent circuit of H14 inverter when applied PPP under Pattern 2

鉗位二極管Di1正向導通，Di2反向截止(i=a,b,c)，對A相而言，電容C2、關斷的Sa3和Sa4對應的等效電阻構成了回路1，回路電壓方程為：

uSa3+uSa4-VN=0

(2)

電容C1與C2、關斷的S13、Sa3和Sa4等效電阻構成回路2，回路2中關斷的S13等效電阻電壓為：

uS13=VP+VN-uSa3-uSa4

(3)

則H14逆變器三相輸出電壓為：

ua=uao=-uS13+VP=ub=uc=0

(4)

根據式(1)，計算得到PPP下的H14逆變器共模電壓為0。以此類推，可計算得出模式2其他開關狀態(tài)下的共模電壓。

1.2.3 模式3下的共模電壓

圖3為H14逆變器模式3下開關狀態(tài)PPP時的等效電路。

圖3 模式3下PPP時H14逆變器等效電路Fig.3 Equivalent circuit of H14 inverter when applied PPP under Pattern 3

關斷的Si4(i=a,b,c)等效的電阻并聯，該等效并聯電阻記為Rs1。則電容C1、關斷Sa3的等效電阻、鉗位二極管Da2構成回路1，電容C1與C2、關斷的Sa3、S14對應的等效電阻和等效并聯電阻Rs1構成回路2。H14逆變器的輸出電壓方程為：

uSa3-VP=0

(5)

uSa3+uRs1+uS14=VP+VN

(6)

(7)

(8)

模式3開關狀態(tài)PPP下的H14逆變器共模電壓為Vdc/2。同理可得模式3其他開關狀態(tài)下逆變器的共模電壓。

1.2.4 模式4下的共模電壓

圖4為H14逆變器模式4下開關狀態(tài)PPP時的等效電路。

圖4 模式4下PPP時H14逆變器等效電路Fig.4 Simplified circuit of H14 inverter when applied PPP under Pattern 4

其中關斷的Si3和Si4(i=a,b,c)的等效電阻先各自同相串聯后并聯，等效電阻定義為Rs2。該模式下電容C1與C2、對應關斷的S13和S14等效電阻和Rs2構成一個回路?；芈分械碾妷悍匠倘缦拢?/p>

uS13+uRs2+uS14=VP+VN

(9)

(10)

(11)

該運行模式下，開關狀態(tài)PPP對應的H14共模電壓為Vdc/8。模式4下逆變器其他開關狀態(tài)所對應的共模電壓可同理計算。

對于3L-NPC逆變器而言，每相有三種開關狀態(tài)，共有27個空間矢量。綜合各運行模式，計算得出H14逆變器不同模式下不同開關狀態(tài)對應的共模電壓，如表1所示。

表1 H14逆變器不同開關狀態(tài)下的共模電壓Tab.1 CMV of H14 inverter with different vectors

2 H14逆變器的控制方法

如表1所示，與傳統3L-NPC逆變器相比， H14逆變器在不同的模式下產生較小的共模電壓甚至為零的共模電壓，控制H14逆變器的輔助開關即可實現對共模電壓的抑制。在正小矢量作用時進行模式間切換，H14逆變器可抑制共模電壓且未大幅度提高開關損耗。此外，避免H14逆變器脫離直流環(huán)節(jié)而無法正常工作，運行模式4僅作為理論參考。輔助開關S13和S14的開關規(guī)律設置為：S13在PPO、OPP和POP時關斷，S14在ONN、NNO和NON時關斷，工作在其他開關狀態(tài)時，S13和S14導通。驅動信號表示為：

(12)

本文提出輔助開關的開關函數S生成輔助開關的驅動信號，該函數的數學表達式為 ：

(13)

式中Si表示i相開關變化(i=a,b,c)，用+1,0,-1分別表示P,O,N三種狀態(tài)，Si={1,0,-1}，S取值范圍為{-3.-2.-1.0,1,2,3}，對比開關狀態(tài)與S取值范圍發(fā)現，逆變器處于六個正小矢量的開關狀態(tài)時對應的S為：

(14)

則S13和S14的驅動信號可通過S表示為：

(15)

基于式(15), 輔助開關S13和S14滿足開關規(guī)律，H14逆變器選擇性地切換到模式2和模式3，相應的共模電壓幅值從Vdc/3降低到0。除輔助開關外，其他開關器件基于傳統SVPWM方法進行控制。與3L-NPC逆變器相比，扇區(qū)Ⅰ-1內H14逆變器中S13和S14的開關序列及對應共模電壓如圖5所示。

圖5 Ⅰ-1扇區(qū)的開關序列及對應的共模電壓Fig.5 Switching sequence and its homologous CMVs of sector Ⅰ-1

3 實驗驗證

使用RT-Lab半實物仿真平臺對H14逆變器進行硬件在環(huán)(HIL)實驗驗證。實時仿真機型號為OP5600，系統主要參數為電網頻率50 Hz，逆變器側電感5 mH，網側電感0.6 mH，濾波電容50 μF，直流側電容C1=C2=6 500 μF，直流側電壓600 V，開關頻率5 kHz，額定功率10 kW。

考慮電流紋波的影響，分析了A相網側電流，如圖6， 3L-NPC逆變器相電流基波幅值為20.06 A，THD為1.76%，H14逆變器相電流基波幅值為20.09 A，THD為2.87%。后者THD略高，主要為五次與七次諧波，可通過合理設計網側濾波器治理[13-15]，但H14的高次諧波降低，如：9次諧波，11次諧波等，因此，從頻域分析來看，H14逆變器具有一定優(yōu)勢。

圖6 3L-NPC與H14逆變器相電流對比Fig.6 Comparison of phase current between 3L-NPC and H14 inverter

采用相同平衡算法的情況下對比了穩(wěn)定后3L-NPC逆變器和H14逆變器的直流電容電壓和中點電位差(Δu=VP-VN)波形，見圖7、圖8。設中點電位滯環(huán)環(huán)寬為1 V，可見在相同的系統參數下，H14逆變器的中點電位差略大，但依然滿足±1 V的范圍。H14逆變器不會導致中點電位失衡。

圖7 3L-NPC逆變器的中點電位Fig.7 Neutral-point voltage of 3L-NPC inverter

圖8 H14逆變器的中點電位Fig.8 Neutral-point voltage of H14 inverter

考慮直流電壓利用率，對線電壓進行分析，如圖9所示。3L-NPC逆變器線電壓基波幅值為597.7 V，THD為1.16%，H14逆變器為597.3 V，THD為2.29%。直流電壓利用率為線電壓基波幅值與直流電壓比值，3L-NPC逆變器的直流電壓利用率為99.62%，H14逆變器的直流電壓利用率為99.55%，兩者相差很小。

圖9 輸出線電壓波形及頻譜Fig.9 Waveforms of Vab and its spectrum

對逆變器的功率進行計算得到兩者的功率損耗與轉換效率，如表2，相比3L-NPC逆變器，H14逆變器功率損耗略有增加，效率下降了1.17%。

表2 功率損耗與效率Tab.2 Power loss and efficiency

關于逆變器共模電壓的情況，圖10(a)為3L-NPC逆變器和H14逆變器共模電壓的局部放大波形；圖10(b)為3L-NPC逆變器的共模電壓實驗波形，最大幅值為200 V(Vdc/3)，圖11(c)為H14逆變器在輔助開關作用下的共模電壓實驗波形，最大幅值為100 V(Vdc/6)。對比共模電壓波形，H14逆變器將共模電壓幅值從200 V(Vdc/3)降低到0 V，且將共模電壓的幅值控制在100 V(Vdc/6)的范圍內。

圖10 共模電壓波形Fig.10 Waveform of CMV

4 結束語

針對光伏逆變器的共模電壓問題，本文提出了適用于光伏系統的三相三電平H14逆變器拓撲結構及其控制方法。推導和分析了H14逆變器四種運行方式下的共模電壓。依據H14逆變器的共模電壓特性，設計了H14逆變器輔助開關的控制規(guī)律，通過控制H14逆變器在各運行模式間有秩切換，抑制共模電壓。仿真與HIL實驗驗證了H14拓撲結構及其控制方法在抑制共模電壓方面的有效性。