張 剛，董江濤，張?zhí)祢U，吳雪霜

(重慶郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，重慶 400065)

混沌的發(fā)現(xiàn)消除了拉普拉斯決定式可預(yù)測(cè)性的幻想，并與相對(duì)論、量子力學(xué)齊名為20世紀(jì)物理學(xué)最偉大的成就。混沌是由確定性系統(tǒng)內(nèi)部隨機(jī)性的影響，引起的一種復(fù)雜且看似無規(guī)則的運(yùn)動(dòng)。本質(zhì)上，混沌不是真正的無序，更恰當(dāng)?shù)卣f是沒有周期性的有序運(yùn)動(dòng)[1]。近些年來，混沌在通信系統(tǒng)中的運(yùn)用最受全世界學(xué)者關(guān)注?；煦缧盘?hào)具有良好的類隨機(jī)性、確定性和對(duì)初值極其敏感的特性，使混沌通信系統(tǒng)具有良好的保密性能。由于混沌信號(hào)的產(chǎn)生簡(jiǎn)單且成本較低，可以很好地代替?zhèn)鹘y(tǒng)載波，在擴(kuò)頻通信和保密通信中有很好的前景和實(shí)用價(jià)值[2-6]。

近二十年來，學(xué)者們提出了許多基于混沌的非相干通信方案。差分混沌移鍵控(Differential Chaos Shift Keying，DCSK)系統(tǒng)通過對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣，在連續(xù)的比特持續(xù)時(shí)間內(nèi)重復(fù)或反轉(zhuǎn)參考信號(hào)。該系統(tǒng)具有解調(diào)方式簡(jiǎn)單、接收端不需要載波同步和信道估計(jì)并且系統(tǒng)成本低等優(yōu)點(diǎn)，且DCSK系統(tǒng)在對(duì)抗多徑干擾時(shí)體現(xiàn)出出眾的能力，所以在超寬帶系統(tǒng)[7-8]、多入多出系統(tǒng)[9]等場(chǎng)景中對(duì)DCSK系統(tǒng)都有所運(yùn)用。但DCSK系統(tǒng)使用傳輸參考技術(shù)[10-11]導(dǎo)致數(shù)據(jù)安全性能差且傳輸速率低，參考信號(hào)與信息信號(hào)分時(shí)隙傳輸也導(dǎo)致兩個(gè)信號(hào)均受到噪聲干擾，使得系統(tǒng)的誤碼率較高。

針對(duì)DCSK系統(tǒng)的缺點(diǎn)，諸多學(xué)者提出不同的改善方案。為了改善數(shù)據(jù)傳輸速率，文獻(xiàn)[12]和文獻(xiàn)[13]分別提出了相關(guān)延遲移位鍵控(Correlation Delay Shift Keying，CDSK)和正交混沌移位鍵控(Quadrature Chaos Shift Keying，QCSK)。但是，CDSK的參考信號(hào)和信息信號(hào)發(fā)送在一定的時(shí)間延遲中，在接收端會(huì)產(chǎn)生更多的干擾，在提升傳輸速率的同時(shí)降低了誤碼率性能；而QCSK使用希爾伯特變換產(chǎn)生正交基函數(shù)的成本相當(dāng)高并且提升了系統(tǒng)復(fù)雜性。文獻(xiàn)[14]引入了一種高效的DCSK (HE-DCSK)。在HE-DCSK中，通過在DCSK中增加一路時(shí)間延遲，可以在一個(gè)數(shù)據(jù)序列中攜帶2 bit數(shù)據(jù)，傳輸速率相較于DCSK系統(tǒng)提高了1倍。在HE-DCSK之后，楊華等又提出了基于無信號(hào)內(nèi)干擾的HE-DCSK[15]。利用一個(gè)簡(jiǎn)單正交混沌信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一組完全正交的混沌信號(hào)，再通過HE-DCSK系統(tǒng)，消除了信號(hào)之間的干擾，提高了HE-DCSK系統(tǒng)的誤碼性能。對(duì)于多用戶系統(tǒng)，張剛等提出了諸多不同系統(tǒng)，在文獻(xiàn)[16]中提出了正交多用戶差分混沌移位鍵控系統(tǒng)(Orthogonal Multi-User Differential Chaotic Shift Keying，OMU-DCSK)，為了提高多用戶系統(tǒng)的誤碼性能，設(shè)計(jì)了一種與文獻(xiàn)[15]不同的正交混沌信號(hào)發(fā)生器。該發(fā)生器將混沌信號(hào)源與Walsh碼相結(jié)合，同時(shí)可以產(chǎn)生多路正交的混沌序列，徹底克服了多址干擾，有效降低了平均比特能量。文獻(xiàn)[17]則提出了一種基于短參考信號(hào)下的多用戶系統(tǒng)(Short Reference Multi-User Differential Chaos Shift Keying，SR-MUDCSK)，利用Walsh碼的正交特性傳輸多用戶信息，有效地將短參混沌系統(tǒng)與多用戶結(jié)合，大大提升了短參混沌系統(tǒng)的傳輸速率。文獻(xiàn)[18]提出一種基于頻分復(fù)用的無信號(hào)內(nèi)干擾多用戶系統(tǒng)(Multi-User Correlation Delay Shift Keying with no Intra-Signal Interference，NISI-MU-CDSK)，首先由正交混沌信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生兩個(gè)正交混沌信號(hào)，之后兩個(gè)正交信號(hào)通過簡(jiǎn)單的線性組合產(chǎn)生兩路參考信號(hào)，最后利用FDM技術(shù)傳輸兩路參考信號(hào)以及多個(gè)用戶信息信號(hào)，在系統(tǒng)誤碼性能和傳輸速率上均得到了提升。

改進(jìn)型多用戶高效DCSK(Improved Multi-User High-Efficiency Differential Chaos Shift Keying，IMU-HE-DCSK)系統(tǒng)改善了傳統(tǒng)HE-DCSK系統(tǒng)中傳輸速率和誤碼性能的問題。在發(fā)送端利用正交混沌信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生兩路正交信號(hào)，并通過加減的線性組合產(chǎn)生兩路參考信號(hào)，之后兩路參考信號(hào)與信息信號(hào)和Walsh碼序列調(diào)制，傳輸多個(gè)用戶信息且每個(gè)用戶可同時(shí)傳輸4 bit信息比特，從而提高系統(tǒng)的傳輸速率，最后將兩路信號(hào)進(jìn)行正交調(diào)制。在接收端通過均值濾波器對(duì)部分接收信號(hào)進(jìn)行降噪，降低系統(tǒng)誤碼率。筆者對(duì)IMU-HE-DCSK進(jìn)行了理論公式推導(dǎo)和蒙特卡羅仿真分析，證明了IMU-HE-DCSK的可行性，為本系統(tǒng)應(yīng)用于實(shí)際提供理論參考。

1 IMU-HE-DCSK方案原理

由于不同混沌信號(hào)之間的相關(guān)性無法徹底消除，使得判決變量中出現(xiàn)不同信號(hào)之間引起的干擾分量。筆者借鑒一種簡(jiǎn)單的正交混沌信號(hào)發(fā)生器(Orthogonal Chaotic signal Generator，OCG)，生成兩路嚴(yán)格正交的混沌信號(hào)，能夠有效地抑制信號(hào)間干擾，如圖1所示。

圖1 正交混沌信號(hào)發(fā)生器(OCG)原理圖

圖1中，在正交混沌信號(hào)發(fā)生器內(nèi)部，由混沌信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生一段長(zhǎng)為β，帶寬為500 MHz的混沌序列pi，k，其混沌序列pi，k的生成滿足：

(1)

其中，k表示第k個(gè)數(shù)據(jù)幀；i=1，2，3，…，β；β為擴(kuò)頻因子，且2β=Tb/Tc，Tb為比特周期，Tc為碼片周期。由式(1)可得，混沌序列pi，k的E[pi，k]=0，var[pi，k]=1。

首先，序列pi，k通過正交混沌信號(hào)發(fā)生器內(nèi)部輸出一組正交混沌序列xi，k，yi，k，其滿足式(2)和式(3)，即

(2)

(3)

在前β/2時(shí)隙內(nèi)，輸出序列xi，k和yi，k相同；在后β/2時(shí)隙內(nèi)，輸出序列xi，k和yi，k相反。在一個(gè)β內(nèi)可得到一組正交的混沌序列xi，k，yi，k，其中，有E[xi，k]=E[yi，k]=0，var[xi，k]=var[yi，k]=1。

IMU-HE-DCSK發(fā)送第k幀信號(hào)的發(fā)送端結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。

圖2 IMU-HE-DCSK發(fā)射端框圖

圖2中Walsh碼[19]序列實(shí)現(xiàn)區(qū)分不同的用戶信息，其中，j=1，2，…，N，N為總用戶數(shù)。Walsh碼序列是通過Hadamard矩陣產(chǎn)生的，Hadamard矩陣是一種特殊的方陣，其元素全為“+1”或“-1”，且階數(shù)是2的倍數(shù)。

由于矩陣中的任意一行或一列與其他行或列都是正交的，因此矩陣的每一行可當(dāng)作一個(gè)Walsh碼序列。Hadamard矩陣構(gòu)造滿足：

(4)

其中，n為階數(shù)，每一行代表一個(gè)長(zhǎng)度為2n的Walsh碼。圖2中首先利用正交混沌發(fā)生器得到一組長(zhǎng)為β，帶寬500 MHz的正交混沌序列xi，k，yi，k。再經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換后得到一組連續(xù)的模擬信號(hào)xk(t)，yk(t)。

然后，分為兩路發(fā)送不同的參考信號(hào)和信息信號(hào)。在第1路，xk(t)和yk(t)先相加作為參考信號(hào)在第1個(gè)時(shí)隙發(fā)送。然后xk(t)和yk(t)均延遲Tb/2后作為信息承載信號(hào)，延遲信號(hào)xk(t-Tb/2)與信息比特b(k-1)N+j和相應(yīng)的Walsh碼Wi，j相乘，作為每個(gè)用戶的第1個(gè)信息信號(hào)；而yk(t-Tb/2)與信息比特bkN+j和相應(yīng)Walsh碼Wi，j相乘，作為每個(gè)用戶的第2個(gè)信息信號(hào)。再將N個(gè)用戶的前兩個(gè)信息信號(hào)相加，作為總的信息信號(hào)在第2個(gè)時(shí)隙發(fā)送。第2路中，xk(t)和-yk(t)相加，作為參考信號(hào)在第1個(gè)時(shí)隙發(fā)送。第2個(gè)時(shí)隙與第一路大致相同，xk(t-Tb/2)與用戶發(fā)送的第3個(gè)信息比特b2kN+j相乘，然后和相應(yīng)的Walsh碼Wi，j相乘，作為第3個(gè)信息信號(hào)；同樣，yk(t-Tb/2)與用戶發(fā)送的第4個(gè)信息比特b3kN+j相乘，之后與相應(yīng)Walsh碼Wi，j相乘，作為第4個(gè)信息信號(hào)。將N個(gè)用戶的后兩個(gè)信息信號(hào)相加，作為總的信息信號(hào)在第2個(gè)時(shí)隙發(fā)送。

最終，兩路信號(hào)分別與載波cos(2πft)和-sin(2πft)進(jìn)行調(diào)制，再將調(diào)制后的兩路相加，作為第k幀的發(fā)送信號(hào)sk(t)輸出，其中f是載波的頻率。則IMU-HE-DCSK發(fā)送的第k幀信號(hào)sk(t)的表達(dá)式為

sk(t)=

(5)

由式(5)可得，發(fā)送信號(hào)sk(t)的平均比特能量為

(6)

圖3是IMU-HE-DCSK第k幀第u(u∈j)個(gè)用戶的接收端框圖。

圖3 IMU-HE-DCSK接收端框圖

系統(tǒng)接收到的信號(hào)rk(t)通過一個(gè)中心頻率為f的帶通濾波器。再分別與載波cos(2πft)和-sin(2πft)相乘進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)后的信號(hào)通過一個(gè)低通濾波器并對(duì)其進(jìn)行采樣處理，其中采樣間隔為Tb/(2β)。

(7)

瑞利衰落信道模型是無線通信中最常用的信道模型。因此文中主要分析IMU-HE-DCSK在多徑瑞利衰落信道下的誤碼性能，信道模型如圖4所示。假設(shè)發(fā)送信號(hào)在多徑瑞利衰落信道中傳輸，傳輸過程中受加性高斯白噪聲的干擾。其中，nk(t)代表加性高斯白噪聲信號(hào)。

圖4 多徑瑞利衰落信道模型

當(dāng)發(fā)送信號(hào)sk(t)經(jīng)過圖4信道后，到達(dá)接收端的信號(hào)rk(t)表示為

(8)

(9)

(10)

在接收端，第u個(gè)用戶的相關(guān)器的4個(gè)輸出分別為

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

2 IMU-HE-DCSK方案性能分析

2.1 BER性能分析

運(yùn)用高斯近似法推導(dǎo)了多徑瑞利衰落信道下IMU-HE-DCSK的理論BER。所有的理論推導(dǎo)是基于以下假設(shè)完成的：

(1) 作為加性高斯白噪聲的干擾，當(dāng)i≠j時(shí)，ni，k與nj，k之間相互獨(dú)立；當(dāng)取任意(i，j)時(shí)，ni，k與xj，k之間也是相互獨(dú)立的，并有E[ni，k]=E[nj，k]=0，var[ni，k]=var[nj，k]=N0/2。

(2) 當(dāng)擴(kuò)頻因子趨于無窮大時(shí)，判決變量中每一項(xiàng)都近似服從高斯分布。

(3) 系統(tǒng)發(fā)送的是二進(jìn)制信息比特，且信息比特“+1”、“-1”等概率發(fā)送。

(4) Walsh碼完美同步，其數(shù)學(xué)特性為

E[Wi，mWi，n]=E[Wi，m]=E[Wi，n]=0 ，

(16)

var[Wi，mWi，n]=var[Wi，m]=var[Wi，n]=1 。

(17)

由于用戶的前兩個(gè)信息信號(hào)和后兩個(gè)信息信號(hào)的解調(diào)方式相同，故只分析前兩個(gè)信息信號(hào)解調(diào)的誤碼性能。Z1，u和Z2，u可以表示為

A+B+C+D，

(18)

E+F+G+H。

(19)

式(18)展開如下：

(20)

(21)

(22)

(23)

同理，式(19)展開如下：

(24)

(25)

(26)

(27)

以式(18)為例，展開式中A為有用信號(hào)項(xiàng)，B為信號(hào)和信號(hào)之間的干擾項(xiàng)，C為信號(hào)與噪聲的干擾項(xiàng)，D為不同噪聲之間的干擾項(xiàng)。由式(3)可得，展開式中B項(xiàng)為0。同理，式(19)中F=0。

式(18)中A、C和D項(xiàng)之間相互獨(dú)立，且由中心極限定理可得，各項(xiàng)都可以近似為高斯分布。故可得式(18)的均值和方差分別為

(28)

(29)

同理，式(19)的均值和方差分別為

(30)

(31)

(32)

將均值、方差和式(6)代入式(32)，可得

(33)

(34)

則IMU-HE-DCSK在多徑瑞利衰落信道下的誤碼率公式為

(35)

(36)

對(duì)于L徑獨(dú)立且信道增益相同的多徑瑞利衰落信道，γb的概率密度分布[20]為

(37)

(38)

由于信道的參數(shù)是不斷變化的，故利用數(shù)值積分法可得系統(tǒng)在多徑瑞利衰落信道下的誤碼率公式為

(39)

從式(39)中可得，在多徑瑞利衰落信道下，擴(kuò)頻因子β、用戶數(shù)N以及信道參數(shù)αl都可以影響B(tài)ER。令式(36)中α1=1，α2，…，αL=0，γb=Eb/N0，可以得IMU-HE-DCSK在加性高斯白噪聲信道下的誤碼率公式為

(40)

由式(40)可得，當(dāng)除用戶數(shù)N以外的其他參數(shù)固定時(shí)，存在一個(gè)最佳的Nopt值，使得本系統(tǒng)的BER達(dá)到最低。設(shè)函數(shù)φ(N)為

(41)

式(41)兩端對(duì)N求一階導(dǎo)數(shù)且令導(dǎo)數(shù)為零，得最佳用戶數(shù)Nopt為

(42)

由式(42)可得，當(dāng)β固定時(shí)，系統(tǒng)最佳用戶數(shù)隨著信噪比的不同而變化。

2.2 傳輸速率、能量效率及安全性分析

通過比較IMU-HE-DCSK與HE-DCSK的傳輸速率和能量效率，可體現(xiàn)本文所提出系統(tǒng)的優(yōu)越性。IMU-HE-DCSK與HE-DCSK系統(tǒng)的傳輸速率分別為RIMU-HE-DCSK=2N/βTc和RHE-DCSK=1/βTc，并代入式(43)信息速率增強(qiáng)百分比公式(DRI)。同樣計(jì)算出兩系統(tǒng)的平均比特能量Eb，HE-DCSK=3/2和Eb，IMU-HE-DCSK=(N+1)/N，并代入式(44)比特能量節(jié)約百分比(ESI)公式：

(43)

(44)

由式(43)、(44)可得，N值是DRI和ESI唯一的影響因素。隨著N的增大，相較于HE-DCSK系統(tǒng)，IMU-HE-DCSK傳輸速率增強(qiáng)了2N-1倍，且節(jié)省的能量也逐漸趨于33.3%。

IMU-HE-DCSK系統(tǒng)的平方幅度譜如圖5所示。由于IMU-HE-DCSK采用正交兩路疊加傳輸?shù)姆绞?，并且每條支路上同時(shí)傳輸參考信號(hào)的疊加及多個(gè)用戶信息，導(dǎo)致在圖5的平方幅度譜中表現(xiàn)出類噪聲性的特性，使得竊聽者無法從平方幅度譜中分離出有用的信息信號(hào)，確保了信息傳輸?shù)陌踩浴?/p>

圖5 IMU-HE-DCSK平方幅度譜

3 仿真結(jié)果

首先對(duì)正交混沌信號(hào)發(fā)生器進(jìn)行了仿真并得到輸出波形圖，驗(yàn)證其輸入信號(hào)的正交性；隨后，對(duì)IMU-HE-DCSK的整體進(jìn)行蒙特卡羅仿真，驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性與優(yōu)越性。

3.1 OCG波形分析

圖6是β=50時(shí)，第k幀的一段混沌序列通過正交混沌信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生兩段混沌序列的波形圖。

圖6 OCG輸出信號(hào)的波形圖

圖中，OCG產(chǎn)生的混沌序列xi，k、yi，k前半段波形重合，后半段波形相反。因此可得xi，k、yi，k兩段混沌序列的相關(guān)值為0，驗(yàn)證了輸入到IMU-HE-DCSK的兩段混沌序列是正交的。

3.2 IMU-HE-DCSK仿真分析

在加性高斯白噪聲信道和多徑瑞利衰落信道條件下對(duì)IMU-HE-DCSK整體進(jìn)行蒙特卡洛仿真，并與推導(dǎo)的理論值進(jìn)行對(duì)比。

圖7為N=2和Eb/N0取值分別為8 dB、10 dB、12 dB、14 dB時(shí)，加性高斯白噪聲信道下的系統(tǒng)BER性能隨β變化的仿真圖，其中，The為理論值，Sim為仿真值。從圖7中可以看出，隨著β的減小，仿真值與理論值之間逐漸偏離，這是由于高斯近似法的局限性造成的，當(dāng)擴(kuò)頻因子β較小時(shí)，在接收端相關(guān)器輸出的判決變量中各項(xiàng)并不能近似為高斯分布，導(dǎo)致仿真值與理論值存在偏差。此外還可從圖中得到，隨著β的增大，不同信噪比下系統(tǒng)誤碼性能也逐漸惡化，且最終趨于一個(gè)定值。

圖7 不同Eb/N0時(shí)，系統(tǒng)BER性能隨β的變化曲線

圖8為β=256、N取不同值時(shí)，在加性高斯白噪聲信道下的系統(tǒng)BER性能隨Eb/N0變化的仿真圖。從圖中觀察到，在不同用戶數(shù)N時(shí)，仿真值的點(diǎn)和理論值曲線十分吻合，驗(yàn)證了理論推導(dǎo)的正確性，也證實(shí)了利用OCG與正交調(diào)制能有效抑制各信號(hào)間干擾。還可以觀察到，圖中不同Eb/N0下的最小BER值不是同一個(gè)用戶，說明不同Eb/N0存在對(duì)應(yīng)的最佳用戶數(shù)，可獲得最佳誤碼性能。

圖8 不同N時(shí)，系統(tǒng)BER性能隨Eb/N0的變化曲線

為了更加直觀地看到不同Eb/N0下最佳用戶數(shù)的變化，繪制了圖9曲線。圖9為β=256且不同Eb/N0時(shí)，加性高斯白噪聲信道下的系統(tǒng)BER隨N變化的仿真圖。圖9中，隨著N的逐漸變大，不同Eb/N0的系統(tǒng)BER值趨勢(shì)總是先減小后增大，證明了理論推導(dǎo)的Nopt是存在的。每一個(gè)Eb/N0都存在一個(gè)最佳用戶數(shù)Nopt，使系統(tǒng)的誤碼性能達(dá)到最佳。從圖中可得，Eb/N0為8 dB、10 dB、12 dB、14 dB、16 dB時(shí)的最佳用戶數(shù)分別為5、4、3、3、2。

圖9 不同Eb/N0時(shí)， 系統(tǒng)BER性能隨N的變化曲線

圖10 不同情況下，系統(tǒng)BER性能的變化曲線

圖11對(duì)比了β=256時(shí)，5個(gè)系統(tǒng)：IMU-HE-DCSK、NISI-MU-CDSK、SR-MUDCSK、OMU-DCSK和HE-DCSK在不同信道中的誤碼性能，圖中設(shè)置各多用戶系統(tǒng)發(fā)送相同數(shù)量的信息比特。從圖11(a)中可以看出，當(dāng)Eb/N0≤9 dB時(shí)，IMU-HE-DCSK和NISI-MU-CDSK誤碼率基本相同，且誤碼率低于其他系統(tǒng)的誤碼率；但當(dāng)Eb/N0>9 dB時(shí)，NISI-MU-CDSK誤碼率最優(yōu)，其次為IMU-HE-DCSK。在圖(b)中可以看出，只有NISI-MU-CDSK誤碼性能相較IMU-HE-DCSK誤碼性能有所提升，其他系統(tǒng)性能均低于IMU-HE-DCSK。這也說明了NISI-MU-CDSK中的FDM技術(shù)可以減少多用戶數(shù)據(jù)傳輸中的干擾。

(a) 加性高斯白噪聲信道

在表1中對(duì)比了5個(gè)系統(tǒng)的傳輸速率和能量效率。從表中可得，IMU-HE-DCSK的傳輸速率和能量效率均為最高。

圖12為β=256、N=2時(shí)，在多徑等增益瑞利衰落信道中BER性能的仿真圖，其中多徑路數(shù)L分別取2、3、4、5。從圖12觀察可得，路徑數(shù)L的增加導(dǎo)致IMU-HE-DCSK的誤碼率降低，這也證明利用信道中多徑分集的特性可以改善系統(tǒng)的性能。

4 結(jié)束語(yǔ)

在傳統(tǒng)HE-DCSK系統(tǒng)的基礎(chǔ)上提出了一種IMU-HE-DCSK通信方案。系統(tǒng)發(fā)送端利用Walsh碼序列傳輸多個(gè)用戶信息，并通過引入正交調(diào)制和正交混沌信號(hào)發(fā)生器，使系統(tǒng)的單用戶傳輸速率比HE-DCSK系統(tǒng)提高了1倍，同時(shí)也有效抑制了不同信息比特之間的干擾。在接收端的均值濾波器對(duì)參考信號(hào)進(jìn)行降噪，進(jìn)一步減小相關(guān)器中噪聲項(xiàng)的方差，從而降低系統(tǒng)誤碼率。最后通過高斯近似法推導(dǎo)了加性高斯白噪聲信道和多徑瑞利衰落信道條件下IMU-HE-DCSK的BER公式，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)仿真。結(jié)果表明，相較HE-DCSK，該系統(tǒng)傳輸速率提升了2N-1倍，節(jié)約的能量也逐漸隨N的增大趨于33.3%，誤碼性能也提升將近1 dB。