趙春麗, 王英華, 梁安江, 王 帥, 史振翔

(上海發(fā)電設(shè)備成套設(shè)計(jì)研究院有限責(zé)任公司 核能技術(shù)中心,上海 200240)

0 引 言

“碳達(dá)峰、碳中和”理念的提出，使能源屆對新能源發(fā)電技術(shù)更加高度重視；與此同時(shí)，核能發(fā)電技術(shù)也在逐漸完善。在某核電站棒控電源系統(tǒng)產(chǎn)品設(shè)備系統(tǒng)聯(lián)調(diào)試驗(yàn)中，整流器帶純電阻性負(fù)載，當(dāng)負(fù)載電流增加到額定電流的20%左右時(shí)，整流器報(bào)“同步故障”并停止輸出。針對棒控電源系統(tǒng)整流器同步采樣回路諧波干擾的問題，需要利用傅里葉展開對電流諧波進(jìn)行分析，推導(dǎo)各次諧波含量計(jì)算表達(dá)式，驗(yàn)證工程試驗(yàn)中諧波來源及組成[1]。由于棒控電源系統(tǒng)的電源電壓并不是穩(wěn)定的電網(wǎng)電壓，文獻(xiàn)[2]為避免增加濾波裝置的負(fù)擔(dān)，設(shè)計(jì)了一種能夠檢測特定次諧波的檢測算法，其計(jì)算量小，并且在電網(wǎng)電壓不平衡和含特定次諧波時(shí)都能有良好的檢測效果。濾除諧波的方案有很多，例如文獻(xiàn)[3]對發(fā)電機(jī)定子繞組采用星形和曲折星形連接方式的諧波磁勢進(jìn)行了全面分析，從理論上驗(yàn)證了曲折星形連接能有效降低電機(jī)損耗及磁路飽和的可能性，同時(shí)也提出了在曲折星形連接方式下減少5、7 次諧波磁勢和偶次諧波電流的建議。但該方案主要針對發(fā)電機(jī)側(cè)，且本文依托的棒控電源系統(tǒng)對應(yīng)的發(fā)電機(jī)已經(jīng)采用了此改進(jìn)方案，同步采樣回路仍然有高次諧波干擾。文獻(xiàn)[4]在減小直流側(cè)輸出電壓諧波畸變率的同時(shí)還能夠有效地降低交流側(cè)電流的諧波畸變率，其中通過添加Boost電路來補(bǔ)償整流橋輸出電流，同時(shí)改變Boost電路占空比來調(diào)節(jié)負(fù)載電壓的方法確實(shí)可以減少直流側(cè)諧波畸變，但棒控電源系統(tǒng)需要穩(wěn)定的直流電源，這種負(fù)載電壓可調(diào)的方式并不適用。在多脈波整流器中，整流脈波數(shù)決定著系統(tǒng)的諧波抑制能力，可以通過增加移相變壓器的輸出相數(shù)和使用抽頭變換器來增加整流脈波數(shù)[5]，但前者會(huì)增加移相變壓器的復(fù)雜性，后者會(huì)導(dǎo)致脈波太小無法使負(fù)荷部分控制棒正常工作。因此本文根據(jù)有源帶通濾波器和無源帶通濾波器的優(yōu)缺點(diǎn)比較及文獻(xiàn)[3，6-7]對二階壓控電壓源和二階無限增益多路反饋兩種有源帶通濾波器的優(yōu)缺點(diǎn)分析對比和設(shè)計(jì)仿真，決定對整流器的同步采樣回路設(shè)計(jì)一個(gè)四級二階帶通濾波器(中心頻率為50 Hz)，防止高次諧波影響采樣回路正常工作。進(jìn)行了理論推導(dǎo)、設(shè)計(jì)、仿真和電路板模擬試驗(yàn)，試驗(yàn)結(jié)果符合預(yù)期。

1 驅(qū)動(dòng)棒電源系統(tǒng)整流器同步采樣故障問題

1.1 驅(qū)動(dòng)棒電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及工作原理

驅(qū)動(dòng)棒電源系統(tǒng)主要用于壓水堆核電站。由于核電站的安全性、穩(wěn)定性要求較高，現(xiàn)有的控制棒電源系統(tǒng)一般采用雙機(jī)并列的方法來保證其供電可靠性。本文主要針對整流器同步采樣環(huán)節(jié)的濾波進(jìn)行研究，因此以其中一列機(jī)組為基礎(chǔ)展開。由圖1可見，驅(qū)動(dòng)棒電源機(jī)組的電動(dòng)機(jī)由廠內(nèi)三相380 V交流電源供電，通過電動(dòng)機(jī)-飛輪-發(fā)電機(jī)組輸出交流電源，再經(jīng)整流裝置將交流轉(zhuǎn)化為直流，為控制棒驅(qū)動(dòng)機(jī)構(gòu)提供穩(wěn)定、可靠的直流電源。

圖1 驅(qū)動(dòng)棒電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

1.2 同步采樣故障問題及分析

1.2.1 同步采樣故障問題

在棒控電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)生產(chǎn)中需要對電動(dòng)機(jī)、飛輪、發(fā)電機(jī)及整流器進(jìn)行合理設(shè)計(jì)和選擇，使其達(dá)到最佳配合效果，但實(shí)際聯(lián)調(diào)試驗(yàn)可能會(huì)出現(xiàn)整流器同步故障的問題。當(dāng)整流器帶純電阻性負(fù)載時(shí)，隨著負(fù)載電流逐漸增大，整流器報(bào)同步故障并停止輸出。系統(tǒng)中的兩套整流器均出現(xiàn)同樣的狀況。

圖2中第一個(gè)波形為同步采樣電壓波形Ua，第二、第三個(gè)為兩個(gè)整流器輸出電壓波形Ua1、Ua2，第四個(gè)為直流輸出電流波形Ud?？梢钥闯鐾讲蓸拥碾妷涸诓坏? s時(shí)出現(xiàn)毛刺嚴(yán)重的問題，諧波含量較高，整流得到的直流電壓也含有很多的紋波。這將導(dǎo)致直流電流也有一定的波動(dòng)。

圖2 同步采樣故障信號(hào)

1.2.2 問題分析及解決方案

整流器采樣故障問題可采用以下方案逐一試驗(yàn)，分析具體的故障原因：

(1) 在整流器進(jìn)線輸入端并聯(lián)吸收板;

(2) 在整流器進(jìn)線輸入端串入濾波器;

(3) 在整流器進(jìn)線輸入端并接有源濾波器(APF);

(4) 發(fā)電機(jī)容量和下游整流器容量匹配不合理，當(dāng)輸入網(wǎng)側(cè)容量偏小，整流器負(fù)載會(huì)對輸入波形產(chǎn)生較大諧波分量，造成同步回路測量出現(xiàn)故障，更換大容量發(fā)電機(jī)組;

(5) 對整流器的同步采樣回路設(shè)計(jì)一個(gè)級聯(lián)帶通濾波器[8](中心頻率為50 Hz)，將整流器負(fù)載對輸入波形產(chǎn)生的較大諧波分量進(jìn)行濾除，防止高次諧波影響采樣回路正常工作。

本文系統(tǒng)進(jìn)行完前四個(gè)試驗(yàn)方案后，諧波濾除效果并不明顯，其中:方案(3)有一定效果，但是負(fù)載電流增加到額定電流的25%時(shí)，APF出現(xiàn)過壓保護(hù)，緊接著整流器出現(xiàn)同步故障，停止輸出；方案(4)將130 kVA機(jī)組替換為300 kVA的較大容量機(jī)組，試驗(yàn)效果良好。因此，可以確定整流器同步采樣故障的原因是發(fā)電機(jī)容量和整流器容量不匹配。出于實(shí)際工程問題中工效和成本的考慮，方案(4)并不可取，故基于方案(5)進(jìn)行設(shè)計(jì)和試驗(yàn)。

2 濾波器設(shè)計(jì)

2.1 設(shè)計(jì)步驟

2.1.1 濾波器選型

工程實(shí)際問題是整流裝置及負(fù)載會(huì)給輸入端引入大量諧波干擾，導(dǎo)致采樣回路無法準(zhǔn)確采集輸入信號(hào)波形，造成整流器同步失敗，因此本文將在同步采樣的輸入端串接一個(gè)帶通濾波器。為了實(shí)現(xiàn)更優(yōu)良的濾波效果和較小相移，并且保證實(shí)際操作過程較為簡單，將采取高輸入阻抗和低輸出阻抗的二階有源帶通濾波器。根據(jù)帶通濾波器的設(shè)計(jì)要求和側(cè)重點(diǎn)，選定二階無限增益多路反饋帶通濾波器為模型，該模型所需要的網(wǎng)絡(luò)元件少，成本低，并且利用負(fù)反饋電路，噪聲較小。本文設(shè)定50 Hz為中心頻率。首先通過理論分析和仿真模擬得到相應(yīng)的波特圖及濾波效果，再用Altium Designer 繪制PCB板將濾波器設(shè)計(jì)成實(shí)物并進(jìn)行現(xiàn)場模擬試驗(yàn)來驗(yàn)證。由于實(shí)際器件參數(shù)會(huì)有一定偏差，需要根據(jù)實(shí)際情況進(jìn)行調(diào)整，從而得到最優(yōu)性能。

2.1.2 設(shè)計(jì)要求

中心頻率：50 Hz。

通頻帶：小于30 Hz。

通帶內(nèi)起伏：不超過3 dB。

通帶外：在不大于5 Hz和不小于95 Hz處衰減不小于20 dB。

增益：G=1。

2.1.3 設(shè)計(jì)依據(jù)

二階無限增益多路反饋帶通濾波器電路如圖3所示[6]。

圖3 帶通濾波器電路

上述電路滿足傳遞函數(shù)

(1)

其中

(4)

式中:G為增益;B為帶寬;ω0為角頻率。

對照二階帶通濾波器標(biāo)準(zhǔn)傳遞函數(shù)

(5)

對應(yīng)參數(shù)有：

b0=0,b1=GB,b2=0

(6)

(7)

2.2 計(jì)算方法

本文根據(jù)實(shí)際工程情況，需要濾除被整流器引入的諧波，原信號(hào)增益不變，所以G取1。帶通濾波器的帶寬B表示的是對應(yīng)-3 dB處上下兩個(gè)截止頻率的差值，帶寬的大小主要影響濾波器的選擇性能，此選擇性能通常用品質(zhì)因數(shù)Q表示。帶通濾波器的品質(zhì)因數(shù)和帶寬的關(guān)系為[7]

(8)

帶寬越小則Q值越大，其頻率分辨力越好，選擇性能越好。而

(9)

ε表示阻尼率，因此

(10)

阻尼率越大，則濾波器降至-3 dB的幅頻曲線就越平緩，對應(yīng)帶寬越大，選擇性越差。因此可以通過改變阻尼率來控制帶寬，增益和中心頻率保持不變。

根據(jù)濾波器設(shè)計(jì)要求中帶寬、增益和中心頻率等參數(shù)，首先選定一個(gè)阻尼率來確定帶寬。

接下來將用具體的器件來實(shí)現(xiàn)。根據(jù)式(3)中帶寬與電阻的關(guān)系可以得到對應(yīng)的R3，再利用增益公式(2)得到電阻R1，再利用中心頻率公式(4)得到電阻R2。 以上計(jì)算需要先選定一個(gè)電容值，根據(jù)電容確定各個(gè)電阻的大小，找到最方便可控的三個(gè)電阻值，其計(jì)算過程如下。

(1) 先取C=1 μF，通過改變阻尼率來觀察濾波器仿真效果及對應(yīng)電阻值變化。

圖4中幅頻特性曲線和相頻特性曲線對應(yīng)阻尼率ε=1.5、0.7、0.3、0.1。由圖4和表1可以看出，隨著阻尼率的減小，帶通濾波器的幅頻特性曲線變陡峭，帶寬逐漸變小，選擇性更好，對諧波濾除效果也更好。

圖4 C=1 μF，ε變化對應(yīng)的伯德圖

表1 C=1 μF，ε變化時(shí)濾波器相應(yīng)帶寬

(2) 綜合考慮濾波器的選擇性良好、盡可能使基波信號(hào)不失真，以及實(shí)際工程中元器件簡單易得的原則來選擇適當(dāng)?shù)淖枘崧省?/p>

因?yàn)閷?shí)際工程中基波信號(hào)并不是非常精確的50 Hz,可能存在一定誤差，所以帶寬也不能太窄。由表2可見，當(dāng)ε=1.5時(shí)，濾波器相應(yīng)參數(shù)為負(fù)值，選擇ε=0.3較適合工程實(shí)際。

表2 C=1 μF，ε變化時(shí)濾波器參數(shù)

(3)在選定的阻尼率基礎(chǔ)上更換電容值，找到方便設(shè)計(jì)和調(diào)參的理論計(jì)算電阻值。

從表3可以看出，無論電容C取什么值，電阻R3和R1均為二倍關(guān)系，剛好滿足式(8)所示增益G=1時(shí)的等式關(guān)系，隨著電容值的增大，三個(gè)電阻值都成反比例減小趨勢。

表3 ε=0.3，C變化時(shí)濾波器參數(shù)

為了方便器件型號(hào)選擇和試驗(yàn)過程中參數(shù)調(diào)整，選擇較大電阻對應(yīng)的電容值C=0.1 μF。此時(shí)對應(yīng)的各器件參數(shù)為ε=0.3，C=0.1 μF，R1=53.1 kΩ，R2=11.6 kΩ，R3=106.1 kΩ。

(4) 選擇實(shí)際元件參數(shù)值。

由于實(shí)際電阻選型和理論計(jì)算有一定誤差，所以實(shí)際電阻值選擇：R1=51 kΩ，R2=13 kΩ，R3=100 kΩ。

3 仿 真

3.1 仿真電路設(shè)計(jì)

在已完成濾波器選型的基礎(chǔ)上，根據(jù)采樣信號(hào)中各次諧波含量及快速傅里葉變換(FFT)分析確定濾波器串聯(lián)級數(shù)。

圖5 同步采樣信號(hào)FFT分析

根據(jù)圖5實(shí)際問題中諧波含量，決定采用帶通濾波器多級串聯(lián)的形式以提高諧波濾除的能力。

通過仿真電路的FFT分析，串聯(lián)四級時(shí)可達(dá)到較好的諧波濾除效果，其仿真電路如圖6所示。

圖6 濾波器四級串聯(lián)電路

3.2 仿真結(jié)果

其仿真結(jié)果如圖7所示，五路信號(hào)分別為原采樣信號(hào)及經(jīng)過一階至四階濾波電路之后的采樣信號(hào)。

圖7 采樣信號(hào)經(jīng)各級濾波器后的濾波效果

對仿真結(jié)果進(jìn)行FFT分析如圖8所示。

圖8 四級串聯(lián)帶通濾波器濾波之后的采樣信號(hào)FFT分析

可見，經(jīng)過四級串聯(lián)，已經(jīng)可以很好地濾除含量較高的奇次諧波，并且總諧波含量已經(jīng)從最開始的7.72%降低為0.09%，不會(huì)對基波造成影響，同時(shí)基波幅值為310.9 V，沒有出現(xiàn)失真，仿真效果良好。

4 試 驗(yàn)

4.1 試驗(yàn)問題及分析

(1) 實(shí)際濾波器電路前加入一個(gè)隔離電容，電容值取0.1 μF，目的是隔離直流信號(hào)，可能該電容會(huì)產(chǎn)生一定的電壓損耗。

(2) 實(shí)際帶通濾波器的電阻電容參數(shù)值導(dǎo)致中心頻率相對50 Hz有所偏移，使得50 Hz信號(hào)通過時(shí)被削弱了。

4.2 試驗(yàn)改進(jìn)及結(jié)果

針對以上原因分別進(jìn)行如下改進(jìn)：

(2) 根據(jù)式(10)可知中心頻率和三個(gè)電阻均有關(guān)系，而為了保證帶寬，則根據(jù)式(9)R3暫且保持不變，同時(shí)根據(jù)式(8)，增益為1，則R1也不變，通過多次改變R2值，從R2=4.7 kΩ至R2=19.7 kΩ，試驗(yàn)結(jié)果并沒有明顯變化，增益仍小于1，暫時(shí)排除了中心頻率偏移的問題。最終取其中增益最接近1的電阻R2=10 kΩ。

(3) 由于實(shí)際電阻選型和理論值存在一定偏差，盡可能減少參數(shù)變動(dòng)，在步驟(2)R2=10 kΩ選定之后保持不變，R1=51 kΩ既影響中心頻率又影響增益，也使其保持不變，增大R3為110 kΩ使增益計(jì)算值略大于1，最后試驗(yàn)結(jié)果剛好為1。再用倍頻發(fā)生信號(hào)通過濾波器時(shí)，其輸出結(jié)果在錄波器上幾乎為零，所以改進(jìn)后濾波效果和基波信號(hào)保留效果都良好。

4.3 成功改進(jìn)后的試驗(yàn)電路及試驗(yàn)結(jié)果

進(jìn)行參數(shù)改進(jìn)后的試驗(yàn)電路如圖9所示，PCB板設(shè)計(jì)圖紙如圖10所示。

圖9 參數(shù)改進(jìn)后的試驗(yàn)電路

圖10 濾波器PCB設(shè)計(jì)圖紙

圖11 加入濾波器后空載運(yùn)行濾波效果

圖12 加入濾波器后帶50%額定負(fù)載運(yùn)行濾波效果

在以上試驗(yàn)效果良好的前提下，將實(shí)際驅(qū)動(dòng)棒電源系統(tǒng)整流回路的同步采樣信號(hào)引出，進(jìn)行模擬試驗(yàn)時(shí)，錄波器顯示其試驗(yàn)結(jié)果如圖11～圖13所示。圖11～圖13分別為空載、帶50%額定負(fù)載及帶100%額定負(fù)載時(shí)的整流器輸入端交流信號(hào)濾波效果，圖示為三相交流信號(hào)中的一相采樣結(jié)果，帶毛刺的為原信號(hào)，平滑曲線為濾波信號(hào)。可見濾波效果良好，雖然濾波后信號(hào)略超前濾波前的實(shí)際信號(hào)，但對于此濾波模塊而言，只需要保證濾波后相移在20°以內(nèi)某一固定值即可，因?yàn)橄到y(tǒng)中濾波模塊后會(huì)有移相裝置進(jìn)行下一步處理。此處相移為15°固定值，完全滿足設(shè)計(jì)要求，無需再增加工頻軟件鎖相環(huán)。

圖13 加入濾波器后帶額定負(fù)載運(yùn)行濾波效果

5 結(jié) 語

本文基于核電站驅(qū)動(dòng)棒電源產(chǎn)品，針對在某核電站試驗(yàn)平臺(tái)上進(jìn)行設(shè)備系統(tǒng)聯(lián)調(diào)試驗(yàn)過程中出現(xiàn)的由于發(fā)電機(jī)和整流器容量不匹配導(dǎo)致的整流器同步故障問題，采用四級串聯(lián)的二階無限增益多路反饋帶通濾波器有效解決了基波不失真前提下高次諧波濾除的問題，為驅(qū)動(dòng)棒電源產(chǎn)品諧波處理提供新的思路。同時(shí)可以看出理論計(jì)算結(jié)果、仿真效果和實(shí)際試驗(yàn)效果還是存在一定的差異。帶通濾波器會(huì)影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和穩(wěn)定性，且模擬電路存在分散性和溫漂問題，這些問題都有待進(jìn)一步研究。