李同慶，宋志群，劉玉濤

(中國電子科技集團(tuán)公司 第五十四研究所，石家莊 050081)

0 引言

移動(dòng)技術(shù)的誕生改變了人類社會(huì)生產(chǎn)生活方式的方方面面，特別是近數(shù)十年，無線技術(shù)的發(fā)展伴隨著智能終端設(shè)備的普及，使得人們的生活方式發(fā)生了質(zhì)的改變。在物聯(lián)網(wǎng)發(fā)展的浪潮中[1-2]，移動(dòng)通信已經(jīng)融入到每個(gè)角落，與我們的日常社會(huì)生活息息相關(guān)。不管是在日常生活或工作中，還是軍用或民用場景，都有著它的身影。隨著移動(dòng)通信設(shè)備數(shù)量爆發(fā)式的增長，越來越多的移動(dòng)智能終端引入到通信系統(tǒng)中[3]，通信技術(shù)也由剛開始的模擬通信方式轉(zhuǎn)向數(shù)字通信方式。為了滿足日益增長的通信需求，人類通信發(fā)展從20世紀(jì)80年代的第一代(1G，1rdgeneration)移動(dòng)通信技術(shù)向2019年興起的第五代(5G，5rdgeneration)移動(dòng)通信技術(shù)飛速進(jìn)步[4]，以及對(duì)未來第六代(6G，6rdgeneration)移動(dòng)通信技術(shù)發(fā)展方向規(guī)劃[5]。

正交頻分復(fù)用[6](OFDM，orthogonal frequency division multiplexing)作為第四代(4G，4rdgeneration)移動(dòng)通信系統(tǒng)以及商用5G中的空口接入方案，無論從理論上還是應(yīng)用各方面的技術(shù)都是非常成熟的[7-8]，然而隨著通信技術(shù)發(fā)展，對(duì)頻譜資源利用率、高速場景穩(wěn)定通信等要求越來越高，OFDM系統(tǒng)的弊端愈發(fā)明顯，不僅對(duì)頻偏表現(xiàn)敏感，而且?guī)庑孤哆^高，將無法滿足未來通信需求的發(fā)展。相較于傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)，基于偏移正交幅度調(diào)制的濾波器組多載波(FBMC/OQAM，filter bank muti carrier/offset quadrature amplitude modulation)系統(tǒng)[9,10]采用時(shí)頻聚焦性良好的原型濾波器，而非矩形濾波器，帶外泄露更低且無需循環(huán)前綴(CP，cyclic prefix)，提高了頻譜利用率，故FBMC系統(tǒng)是通信技術(shù)的一個(gè)研究重點(diǎn)，也是未來超高速通信發(fā)展的趨勢之一。

圖1 FBMC/OQAM系統(tǒng)框圖

與OFDM系統(tǒng)的正交性條件不同，由于FBMC/OQAM系統(tǒng)采用優(yōu)化后的原型濾波器，系統(tǒng)的正交性只在實(shí)數(shù)域上滿足，導(dǎo)致當(dāng)信號(hào)在通過發(fā)送濾波器進(jìn)入復(fù)數(shù)信道時(shí)會(huì)產(chǎn)生固有虛部干擾，使得FBMC/OQAM系統(tǒng)中的信道估計(jì)、同步等關(guān)鍵技術(shù)變得更為困難[11-15]。傳統(tǒng)的基于OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方式將不再適用于FBMC/OQAM系統(tǒng)，因此如何處理FBMC/OQAM系統(tǒng)中固有虛部干擾問題，將是信道估計(jì)技術(shù)研究的一個(gè)重點(diǎn)問題。由于導(dǎo)頻可以根據(jù)信道變化情況進(jìn)行實(shí)時(shí)追蹤，故而在對(duì)有關(guān)時(shí)變信道的信道估計(jì)算法進(jìn)行研究時(shí)，學(xué)者更偏向選擇基于對(duì)導(dǎo)頻的信道估計(jì)開發(fā)設(shè)計(jì)。目前利用導(dǎo)頻解決這一問題的方法，主要有干擾利用和干擾消除兩個(gè)思路，即設(shè)計(jì)利用虛部干擾和設(shè)計(jì)消除虛部干擾兩種方式。常見的干擾利用方法是利用偽導(dǎo)頻的干擾近似法[16]，通過降低噪聲對(duì)信道估計(jì)的影響，來提高計(jì)算信道估計(jì)值得的準(zhǔn)確度，但是該方法只對(duì)噪聲進(jìn)行了設(shè)計(jì)處理，信道估計(jì)精度較差，誤比特率曲線也不理想。另一方面，基于干擾消除的設(shè)計(jì)思路提出的方法主要有鄰域置零方案、輔助導(dǎo)頻(AP，auxiliary pilot)方案[17]和編碼處理(Cod，coding)方案[18]。其中，鄰域置零方案將導(dǎo)頻周圍固有虛部干擾較大的數(shù)據(jù)符號(hào)位置直接置零處理，從而消除了絕大多數(shù)固有虛部干擾，但是該方法會(huì)導(dǎo)致占用較多的頻譜資源，降低了資源利用率；輔助導(dǎo)頻方案通過提前預(yù)留導(dǎo)頻周圍的一個(gè)輔助位置，通過計(jì)算導(dǎo)頻位置的虛部干擾數(shù)值，利用將輔助位置設(shè)置對(duì)應(yīng)大小的數(shù)值將導(dǎo)頻位置的虛部干擾消除。在足夠的條件下，可以基本消除固有虛部干擾，且實(shí)現(xiàn)的計(jì)算復(fù)雜度也較低，但是為了消除虛部干擾，會(huì)使得輔助位置功率遠(yuǎn)大于平均符號(hào)功率，導(dǎo)致系統(tǒng)的峰均功率比(PAPR，peak to average power ratio)過高，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性[19]。而編碼方案則是利用正交編碼的方式對(duì)導(dǎo)頻周圍符號(hào)進(jìn)行編碼處理，通過編碼后的符號(hào)將不再對(duì)導(dǎo)頻位置產(chǎn)生虛部干擾影響，隨著導(dǎo)頻周圍編碼區(qū)間的擴(kuò)大，消除的固有虛部干擾越多，在區(qū)間足夠大的前提下，該算法能實(shí)現(xiàn)完全的固有虛部干擾消除，但隨之帶來的問題就是計(jì)算復(fù)雜度將隨著編碼區(qū)間的擴(kuò)大指數(shù)倍增長[20]。針對(duì)這些問題已經(jīng)提出了一些改進(jìn)的方案，如雙導(dǎo)頻輔助法[21](DAP，dual auxiliary pilot)和可調(diào)節(jié)幅度的輔助導(dǎo)頻法[22](VAAP，variable amplitude auxiliary pilot)，但都是以犧牲頻譜資源或提高計(jì)算復(fù)雜度為代價(jià)來降低峰均功率比和固有消除虛部干擾影響。

本文提出了一種部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案，在合理犧牲頻譜資源的前提下，解決計(jì)算復(fù)雜度和峰均功率比高的問題。主要設(shè)計(jì)思路是將導(dǎo)頻周圍固有虛部干擾影響最大的兩個(gè)位置分別進(jìn)行置零處理和放置輔助導(dǎo)頻，用于降低峰均功率比和消除距離導(dǎo)頻較遠(yuǎn)處固有虛部干擾對(duì)導(dǎo)頻的影響，再對(duì)部分位置進(jìn)行編碼處理消除導(dǎo)頻周圍的數(shù)據(jù)符號(hào)虛部干擾。該方案與傳統(tǒng)的FBMC/OQAM系統(tǒng)導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案相比，通過降低輔助導(dǎo)頻位置的功率大小，降低了峰均功率比，避免了頻譜資源的浪費(fèi)。同時(shí)，在使用編碼處理時(shí)，由于編碼區(qū)域小而對(duì)系統(tǒng)復(fù)雜度造成的影響可以忽略不計(jì)。理論分析與系統(tǒng)仿真表明，新提出的方案有效改善了系統(tǒng)的綜合性能。

1 FBMC/OQAM系統(tǒng)模型

FBMC/OQAM系統(tǒng)主要結(jié)構(gòu)由OQAM預(yù)處理、綜合濾波器組、OQAM后處理、分析濾波器組四部分構(gòu)成，其系統(tǒng)框圖如圖1所示。在發(fā)送端，通過將需要發(fā)送的比特流數(shù)據(jù)經(jīng)過正交幅度調(diào)制(QAM，quadrature amplitude modulation)得到復(fù)數(shù)符號(hào)，取該復(fù)數(shù)符號(hào)的實(shí)部和虛部的數(shù)值部分得到兩個(gè)實(shí)數(shù)符號(hào)，并將兩個(gè)符號(hào)錯(cuò)位T/2進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，至此實(shí)現(xiàn)了OQAM預(yù)處理。通過以上OQAM預(yù)處理操作實(shí)現(xiàn)了FMBC系統(tǒng)在實(shí)數(shù)域上的正交性，其中由復(fù)數(shù)符號(hào)得到的兩個(gè)實(shí)數(shù)符號(hào)傳輸持續(xù)時(shí)間之和正好為T，與傳統(tǒng)OFDM系統(tǒng)的一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的傳輸持續(xù)時(shí)間相同，從而保證了與OFDM系統(tǒng)的同速率傳輸。綜合濾波器組由N點(diǎn)快速傅里葉逆變換(IFFT，inverse fast fourier transform)和多相結(jié)構(gòu)(PPN，polyphase network)組成，經(jīng)過綜合濾波器將 OQAM 預(yù)處理后的實(shí)值信號(hào)映射到不同頻帶上進(jìn)行調(diào)制并合并成為一個(gè)寬帶信號(hào)發(fā)送。在接收端，以相對(duì)應(yīng)的逆過程，首先通過分析濾波器組將子載波信號(hào)從寬帶中解調(diào)出來，其中分析濾波器是由多相結(jié)構(gòu)和N點(diǎn)快速傅里葉逆變換(FFT，fast fourier transform)組成，再利用OQAM后處理，將處理過的信號(hào)取實(shí)部處理后合成復(fù)數(shù)信號(hào)進(jìn)行還原。

FBMC/OQAM系統(tǒng)的基帶發(fā)送信號(hào)為：

(1)

表1 PHYDYAS原型濾波器鄰域干擾系數(shù)表

式中,k為子載波下標(biāo)；K為子載波個(gè)數(shù)；l為符號(hào)下標(biāo)；L為符號(hào)個(gè)數(shù)；al,k為子載波k上調(diào)制的數(shù)據(jù)符號(hào)l；g(t)為原型濾波器的脈沖響應(yīng)；gl,k(t)為脈沖的時(shí)頻移位；v0代表子載波之間的間隔；T代表FBMC符號(hào)之間的時(shí)間間隔。

由于在信號(hào)傳輸?shù)倪^程中，發(fā)送信號(hào)會(huì)經(jīng)過不同路徑進(jìn)行傳輸，信號(hào)會(huì)受到信道中多徑衰落的影響，導(dǎo)致在接收端的數(shù)據(jù)發(fā)生變化，其接收端的信號(hào)可以表示為：

r(t)=h(τ,t)*s(t)+n(t)=

(2)

式中,h(τ,t)表示多徑信道；τ表示多徑時(shí)延；τmax為最大多徑時(shí)延；fmax為最大多普勒頻移；H(τ,v)為h(τ,t)的傅里葉變換；n(t)為加性高斯白噪聲(AWGN，additive white gaussian noise)。

(3)

式中,p=l-l0，q=k-k0，Hl0+p,k0+q為對(duì)應(yīng)時(shí)頻點(diǎn)處的信道頻率響應(yīng)值。其中，[gl,k,gl0,k0]為gl,k和gl0,k0的內(nèi)積。

對(duì)gl,k和gl0,k0的內(nèi)積進(jìn)行取實(shí)部操作后，得到：

Re{jp+q+p(q+2k0)Ag(-qτ0,-pv0)}=δl,l0δk,k0

(4)

其中：

(5)

由式(4)可知，F(xiàn)BMC/OQAM系統(tǒng)只滿足實(shí)正交，其原型濾波器之間的固有虛部干擾可表示為：

(6)

2 部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案原理及實(shí)現(xiàn)

2.1 鄰域置零方案消除干擾分析

由表1可知，在任意時(shí)頻資源格點(diǎn)(l0,k0)處，其固有干擾主要來自于一階鄰域，如果能將導(dǎo)頻附件位置的虛部干擾消除，則可以解決大多數(shù)固有虛部干擾。因此設(shè)計(jì)將其導(dǎo)頻附近虛部干擾較大的時(shí)頻資源格點(diǎn)全部用數(shù)據(jù)0填充，從而達(dá)到消除大部分虛部干擾的目的，以該設(shè)計(jì)思路提出了鄰域置零方案，如圖2所示?？梢钥闯觯覀儗?dǎo)頻附近位置全部做置零處理，相當(dāng)于放置了無效資源，浪費(fèi)了頻譜資源。

圖2 鄰域置零方案

2.2 輔助導(dǎo)頻方案消除干擾分析

為了消除周圍符號(hào)對(duì)導(dǎo)頻的干擾，同時(shí)提高頻譜資源利用率，提出了輔助導(dǎo)頻方案，如圖3所示。通過在原有導(dǎo)頻位置附近的時(shí)頻資源格點(diǎn)再放置一個(gè)導(dǎo)頻(即輔助導(dǎo)頻)，設(shè)計(jì)該輔助導(dǎo)頻的數(shù)值大小來抵消周圍符號(hào)對(duì)導(dǎo)頻位置的虛部干擾，使導(dǎo)頻所受的總干擾值為0，因此該輔助導(dǎo)頻的值是根據(jù)周圍符號(hào)的值來進(jìn)行調(diào)整變化的。

圖3 輔助導(dǎo)頻方案

(7)

輔助導(dǎo)頻的最終目的就是消除Il0 ,k0，即使得：

(8)

則輔助導(dǎo)頻的值：

(9)

通過選取對(duì)中心導(dǎo)頻虛部干擾系數(shù)最大的時(shí)頻資源格點(diǎn)作為預(yù)留輔助項(xiàng)位置，以實(shí)現(xiàn)最大程度降低輔助導(dǎo)頻能量大小。其中虛部干擾最大的兩個(gè)時(shí)頻資源格點(diǎn)為(l0-1,k0)和(l0+1,k0)，假設(shè)將時(shí)頻資源格點(diǎn)(l0+1,k0)處作為輔助導(dǎo)頻位置。由式(6)及表1可知，當(dāng)考慮一階鄰域和二階鄰域時(shí)，輔助導(dǎo)頻位置的能量分別為I1和I2，有：

(10)

I2=

2.0864

(11)

可以看出，僅僅考慮一階鄰域和二階鄰域，輔助導(dǎo)頻的功率要遠(yuǎn)大于導(dǎo)頻位置數(shù)據(jù)功率，從而使得PAPR過大，提高系統(tǒng)對(duì)放大器線性范圍的要求。

2.3 編碼方案消除干擾分析

編碼方案通過將需要傳輸?shù)腘-1個(gè)脈沖幅度調(diào)制(PAM，pulse amplitude modulation)符號(hào)，映射為N個(gè)符號(hào)，并放在導(dǎo)頻符號(hào)al0,k0周圍的時(shí)頻資源格點(diǎn)發(fā)送這N個(gè)符號(hào)，編碼方案如圖4所示。

圖4 編碼方案

令d=[d1,d2,...,dN-1]T為需要傳輸?shù)腘-1個(gè)實(shí)數(shù)符號(hào)，s=[s1,s2,…,sN]T為映射后的結(jié)果，其中，d與s的關(guān)系為：s=Cd，該過程為一個(gè)線性編碼操作，C是N*(N-1)維的編碼矩陣，可表示為C=[C1,C2,…,CN-1]，其中C1到CN-1是N維列矢量，編碼矩陣滿足CTC=I，其中I為單位矩陣。

上述分析可知，在編碼方案中，只有當(dāng)參與編碼的符號(hào)個(gè)數(shù)N(即C的維度)相對(duì)較大時(shí)，才能抵抗大多數(shù)虛部干擾，否則，依然存在較大的殘余虛部干擾，使得信道估計(jì)的性能變差，影響接收機(jī)的正確解調(diào)。對(duì)于PHYDYAS原型濾波器來說，經(jīng)計(jì)算，當(dāng)N=38時(shí)，才能完全消除虛部干擾。但是過大的N引來的編碼器和解碼器的計(jì)算復(fù)雜度是致命的，計(jì)算復(fù)雜度以N2增長。

2.4 部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案

根據(jù)對(duì)現(xiàn)有導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案的分析發(fā)現(xiàn)，鄰域置零方案所帶來的問題不僅是在頻譜資源方面的浪費(fèi)，而且無法完全消除虛部干擾，在距離導(dǎo)頻位置更遠(yuǎn)的數(shù)據(jù)符號(hào)處對(duì)導(dǎo)頻位置仍然有虛部干影響，從而導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降。輔助導(dǎo)頻方案中，為消除導(dǎo)頻處干擾所生成的輔助導(dǎo)頻需要的能量過高，導(dǎo)致PAPR過大，提高了系統(tǒng)對(duì)放大器的線性范圍要求。而通過編碼方案，在提高當(dāng)參與編碼的符號(hào)個(gè)數(shù)N的條件下，雖然可以完全抵消虛部干擾影響，但是隨著干擾計(jì)算域的增大，計(jì)算復(fù)雜度呈二次倍增長。為了有效均衡不同設(shè)計(jì)方案對(duì)系統(tǒng)性能的影響，基于原有設(shè)計(jì)思路，在這里設(shè)計(jì)一種新的部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案(ZCAP，partially zeroed code auxiliary pilot)，設(shè)計(jì)方案如圖5所示，導(dǎo)頻左側(cè)做置零處理，右側(cè)放置輔助導(dǎo)頻，上下兩側(cè)放置經(jīng)過編碼處理后的數(shù)據(jù)。

圖5 部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案

部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案具體步驟如下：

步驟2：合理犧牲頻譜資源，由于時(shí)頻資源格點(diǎn)(l0-1,k0)的虛部干擾對(duì)導(dǎo)頻影響最大，將時(shí)頻資源格點(diǎn)(l0-1,k0)做置零處理，有效減小后續(xù)輔助導(dǎo)頻位置(l0+1,k0)處的能量大小，從而降低PAPR；

步驟3：在(l0+1,k0)處放置輔助導(dǎo)頻，利用表1中窄窗干擾計(jì)算域和寬窗干擾計(jì)算域計(jì)算未處理的殘余虛部干擾部分，以設(shè)計(jì)輔助導(dǎo)頻大??；

步驟4：在其他位置填入有效數(shù)據(jù)，然后進(jìn)入綜合濾波器組，生成發(fā)送信號(hào)s(t)；

步驟5：在接收端，接收信號(hào)r(t)經(jīng)分析濾波器組處理后，利用導(dǎo)頻數(shù)據(jù)進(jìn)行信道估計(jì)、信道均衡、OQAM后處理等操作，得到最終還原的接收數(shù)據(jù)。

可以發(fā)現(xiàn)，新提出的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案雖然沒有對(duì)編碼復(fù)雜度N2進(jìn)行改進(jìn)，但是現(xiàn)在只需要考慮利用編碼解決導(dǎo)頻周圍的虛部干擾，有效控制了復(fù)雜度的提升。相較于鄰域置零方案，新方案只對(duì)導(dǎo)頻左側(cè)位置進(jìn)行了置零處理，加上輔助導(dǎo)頻位置，一個(gè)導(dǎo)頻只浪費(fèi)了周圍兩個(gè)時(shí)頻資源格點(diǎn)的頻譜資源。與原有設(shè)計(jì)方案中的一階、二階、三階鄰域全部做置零處理相比，資源節(jié)省度也有了很大的提升，且隨著干擾計(jì)算域的增大，資源節(jié)省越多?？紤]到新方案輔助導(dǎo)頻能量對(duì)導(dǎo)頻位置的影響，計(jì)算一階、二階、三階鄰域，經(jīng)計(jì)算，相較于輔助導(dǎo)頻方案，新方案極大地降低了輔助導(dǎo)頻位置的能量，在相同干擾計(jì)算域下，新方案輔助導(dǎo)頻位置能量降低了近2/3。

(12)

(13)

I3=

0.7781

(14)

2.5 計(jì)算復(fù)雜度分析

假設(shè)對(duì)導(dǎo)頻造成有效干擾的數(shù)據(jù)數(shù)目為N1。當(dāng)忽略加法復(fù)雜度時(shí)，各種算法的計(jì)算復(fù)雜度大小如表2所示。

表2 各種干擾消除導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案的計(jì)算復(fù)雜度

由表2可見，新提出的ZCAP設(shè)計(jì)方案在計(jì)算復(fù)雜度上的增長并不多，與輔助導(dǎo)頻方案的計(jì)算復(fù)雜度為N1相比，相差并不大，但隨著N1的增大，編碼方案的復(fù)雜度上升很大。

3 仿真分析

為了更好的模擬實(shí)際信道條件，在多徑信道條件下，對(duì)上節(jié)所提出的鄰域置零方案、輔助導(dǎo)頻方案及部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案，進(jìn)行誤比特率和均方誤差性能隨信噪比變化的MATLAB仿真，具體仿真參數(shù)的設(shè)置如表3所示。

3.1 多徑信道下不同導(dǎo)頻方案的誤比特率曲線對(duì)比

由于信道條件為多徑信道，隨著信噪比的增加，信噪比對(duì)誤比特率造成的影響會(huì)降低，因此不同導(dǎo)頻方案的誤比特率曲線都將逐漸趨于平緩，誤比特率受信噪比影響的程度越來越小。且由上節(jié)分析可知，考慮的干擾計(jì)算域越

表3 部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案仿真參數(shù)

大，系統(tǒng)的性能越好，接收到的信號(hào)產(chǎn)生錯(cuò)誤的概率越小，誤比特率也就越小。在相同干擾計(jì)算域的前提下，通過理論分析可得，鄰域置零方案和輔助導(dǎo)頻方案以及本文所提出的部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案均可消除干擾計(jì)算域內(nèi)的虛部干擾，只受干擾計(jì)算域外的虛部干擾影響，故三者的誤比特率相差不多。

圖6為多徑信道條件下采用不同導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案的誤比特率曲線圖，分別仿真了窄窗領(lǐng)域置零方案、窄窗輔助導(dǎo)頻方案、寬窗輔助導(dǎo)頻方案、窄窗部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案和寬窗部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案。從仿真結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，干擾計(jì)算域?yàn)閷挻皶r(shí)的誤比特率性能要比干擾計(jì)算域?yàn)檎皶r(shí)的誤比特率性能更優(yōu)。從發(fā)展趨勢上看，隨著信噪比的增加，性能差距也隨著增加，與理論分析的結(jié)果相符。當(dāng)干擾計(jì)算域分別為窄窗部分和寬窗部分時(shí)，在信噪比較小的情況下，各種方案的誤比特率差別很小，幾乎重合。在信噪比為30 dB的情況下，本文所提出的新方案誤比特率相較于其他方案略低。由此可見，本文所提出的方案不僅有效改善了頻譜資源利用率、降低了峰均功率比和計(jì)算復(fù)雜度，在性能上也有一定程度的優(yōu)化效果。

圖6 多徑信道不同導(dǎo)頻方案的誤比特率曲線

3.2 多徑信道下不同導(dǎo)頻方案的均方誤差曲線對(duì)比

在仿真過程中，本文采用最常見，復(fù)雜度低的最小二乘(LS，least square)、線性內(nèi)插(LI，linear interpolation)以及迫零均衡(ZF，zero force)，在接收端對(duì)接收到的導(dǎo)頻信息進(jìn)行信道估計(jì)處理，得到信道狀態(tài)信息，并與理想狀況下的信道狀態(tài)信息進(jìn)行對(duì)比。理論上，在相同干擾計(jì)算域，基于鄰域置零方案的信道估計(jì)、基于輔助導(dǎo)頻方案的信道估計(jì)和本文提出的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案的信道估計(jì)最小均方誤差應(yīng)該得到一致的結(jié)果。

圖7為多徑信道下不同導(dǎo)頻方案的均方誤差曲線，由圖可見，在相同干擾計(jì)算域的情況下，不同方案的最小均方誤差幾乎一致，但基于本文提出的方案進(jìn)行信道估計(jì)處理得到的最小均方誤差略優(yōu)于其他方案。

圖7 多徑信道不同導(dǎo)頻方案的均方誤差曲線

4 結(jié)束語

本文針對(duì)FBMC/OQAM系統(tǒng)中現(xiàn)有的基于干擾消除原理的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案在頻譜利用率、峰均功率比和計(jì)算復(fù)雜度等方面存在的問題，提出了部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案，并從理論上分析了該方案的可行性及性能優(yōu)勢。與現(xiàn)有方案相比，新方案的導(dǎo)頻設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)融合均衡了鄰域置零方案、輔助導(dǎo)頻方案及編碼方案，實(shí)現(xiàn)了在不提高計(jì)算復(fù)雜度的基礎(chǔ)上，有效地降低了峰均功率比，節(jié)省了頻譜資源利用率，同時(shí)也降低了虛部干擾對(duì)系統(tǒng)的影響，提高了信道估計(jì)的性能。仿真結(jié)果表明，在多徑信道的條件下，本文所提出的部分置零編碼輔助導(dǎo)頻方案在誤比特率方面比現(xiàn)有導(dǎo)頻設(shè)計(jì)方案略有降低，且得到了更精確的信道估計(jì)值，信道估計(jì)的最小均方誤差也更小，因此在FBMC/OQAM系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸移動(dòng)場景中有非常重要的作用。