徐成午,宋喜良,陳凱翔

(中國船舶集團(tuán)有限公司第八研究院,江蘇 揚(yáng)州 225101)

0 引 言

隨著電力電子器件與技術(shù)的發(fā)展,船艦系統(tǒng)對于整流器性能的要求也不斷提高[1]。VIENNA整流器相較于其余三電平整流器所需的開關(guān)器件更少,拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單,功率密度更高;相較于兩電平脈寬調(diào)制(PWM)整流器,開關(guān)器件的耐壓要求更低,更符合大功率裝置的需求,同時還能進(jìn)一步降低諧波含量,減少系統(tǒng)損耗。此外,由于VIENNA整流器的上、下橋臂在工作時不會同時導(dǎo)通,故其驅(qū)動信號不存在死區(qū)問題,運(yùn)行更可靠穩(wěn)定。因此,研究VIENNA整流器及其相關(guān)控制策略很有價值[2]。

1 工作原理與數(shù)學(xué)模型

1.1 工作原理分析

VIENNA整流器根據(jù)其直流側(cè)電容中點(diǎn)是否與三相輸入電源中性點(diǎn)相連可分為三相四線制與三相三線制2種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。本文考慮到三相三線制結(jié)構(gòu)無需引入中性線,從而不會被應(yīng)用場合加以限制,故選擇其作為研究對象,其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示[3]。

圖1 VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包含三相對稱輸入電源ea、eb、ec,交流側(cè)輸入升壓電感La、Lb、Lc,快恢復(fù)整流二極管D1～D6,3組可以實現(xiàn)電流雙向流動的可控開關(guān)以及直流側(cè)輸出電容C1、C2。其中,由2個反向串聯(lián)的MOSFET組成的可控雙向開關(guān)在工作過程中需要同時動作。

用理想開關(guān)來替代雙向開關(guān)即可得到該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等效原理圖,如圖2所示。通過對Sa、Sb、Sc導(dǎo)通與關(guān)斷狀態(tài)的控制調(diào)節(jié),可實現(xiàn)交流側(cè)輸入電流對交流側(cè)輸入電壓波形的跟蹤及直流側(cè)輸出電壓大小的調(diào)節(jié)。

圖2 VIENNA整流器的等效原理圖

在VIENNA整流器正常工作過程中,交流側(cè)三相輸入電流的方向以及Sa、Sb、Sc不同的開關(guān)狀態(tài)組合會影響到電路的工作狀態(tài)。在進(jìn)行工作原理分析時,關(guān)于電流方向,考慮到該結(jié)構(gòu)中的a、b、c三相完全對稱,故可將每個工頻周期的ea、eb、ec按時間等分為6個區(qū)間,每個區(qū)間中都有兩相的極性相同且與第三相相反,VIENNA整流器在每個區(qū)間內(nèi)的工作原理是類似的,在此僅以ea>0、eb<0、ec>0的區(qū)間為例進(jìn)行分析,將電流流出電網(wǎng)的方向作為正方向,則Ia>0、Ib<0、Ic>0;關(guān)于Sa、Sb、Sc的開關(guān)狀態(tài)組合,共有8種不同的組合方式,對應(yīng)的工作狀態(tài)如圖3所示,圖中加粗線表示有電流流過,箭頭方向即為電流方向。

圖3 不同開關(guān)組合下的電流流向

1.2 數(shù)學(xué)模型建立

為使VIENNA整流器能達(dá)到相對優(yōu)質(zhì)的控制性能,需先建立其數(shù)學(xué)模型?？紤]到網(wǎng)側(cè)輸入電流的方向以及不同的開關(guān)狀態(tài)組合會導(dǎo)致不同的工作狀態(tài),為了方便分析,定義開關(guān)狀態(tài)量為Sx來表示第x相的開關(guān)狀態(tài)及電流方向,則有:

(1)

VIENNA整流器的等效電路如圖4所示。圖中Ra、Rb、Rc表示電路的等效電阻,大小相等為R;La=Lb=Lc=L;單刀三擲開關(guān)即為開關(guān)狀態(tài)量Sx;電路的上、中、下3個橋臂分別用P、O、Q表示,如SbP= 1代表拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的D3導(dǎo)通。

當(dāng)三相交流電源對稱時,對圖4中電路列基爾霍夫方程組并使用狀態(tài)空間平均法可得VIENNA整流器基于自然坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型的狀態(tài)矩陣:

圖4 VIENNA整流器的等效電路圖

(2)

(3)

(4)

B=diag[1 1 1 0 0]

(5)

(6)

(7)

再進(jìn)行Clark變換及Park變換可得VIENNA整流器基于dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型:

(8)

2 控制系統(tǒng)設(shè)計

2.1 VIENNA整流器的空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)控制

2.1.1 VIENNA整流器的空間電壓矢量

由于每個Sx都有1、0、-1 3種狀態(tài),根據(jù)33=27種開關(guān)狀態(tài)組合可推出對應(yīng)交流側(cè)電壓值,還可合成出相應(yīng)的空間電壓矢量。由于三相電流不可能全同向,故[1 1 1]和[-1-1-1]2種狀態(tài)組合在實際中不存在,因此得到的空間電壓矢量的分布如圖5所示,可將其分為區(qū)間Ⅰ～Ⅵ,每個區(qū)間都是1個等邊三角形,再將每個區(qū)間分成4塊區(qū)域,每塊區(qū)域也都是1個等邊三角形。

圖5 空間電壓矢量分布圖

可將所有的基本空間電壓矢量按照各自幅值的大小進(jìn)行分類,如表1所示。

表1 空間電壓矢量的分類

2.1.2 三電平SVPWM控制的簡化

根據(jù)對VIENNA整流器拓?fù)涞姆治隹芍?電流極性狀態(tài)會制約用于合成的空間矢量能否實現(xiàn),即電流矢量的實時位置決定了在該時刻能實現(xiàn)的開關(guān)狀態(tài)組合。故在進(jìn)行SVPWM控制時必須判斷電流的方向從而排除無效的矢量,而這必然會提高SVPWM控制的難度。若能將三電平的SVPWM等效轉(zhuǎn)化為兩電平的SVPWM,則可以達(dá)到簡化SVPWM控制的效果。

將圖5根據(jù)電流的極性狀態(tài)進(jìn)行區(qū)間劃分,如圖6所示。區(qū)間一至六在各自區(qū)間范圍內(nèi)時,電流的極性狀態(tài)是不會改變的,則能實現(xiàn)的空間矢量也不會改變。當(dāng)V*處于電流區(qū)間一內(nèi)時,有ia>0,ib<0,ic<0,則Sa只可能等于1或0,Sb、Sc只可能等于0或-1,此刻能實現(xiàn)的矢量僅有V6[0-1 0]、V12、V1(2種)、V13、V7、V2[0 0-1]以及V0,這些矢量的終點(diǎn)形成了一個正六邊形。

圖6 按電流極性劃分的矢量圖

將三電平的SVPWM轉(zhuǎn)為兩電平的SVPWM的本質(zhì)就是在判斷出V*所處的電流區(qū)間后,再將V*等效變換為該正六邊形的電流區(qū)間中的V*',然后對V*'進(jìn)行兩電平的SVPWM控制。關(guān)于V*所處電流區(qū)間的判斷見表2。

表2 電流區(qū)間的判斷

在此以V*位于電流區(qū)間一內(nèi)時為例進(jìn)行分析,如圖7所示。

圖7 三電平到兩電平的等效變換

根據(jù)上述分析,V*處于電流區(qū)間一內(nèi),能實現(xiàn)的矢量有V6[0-1 0]、V12、V1(2種)、V13、V7、V2[0 0-1]以及V0,將它們分別減去電流區(qū)間一的短矢量V1得到的就是V0′～V6′,其中V0′為零矢量,如圖7所示。V0′～V6′與V6、V12、V1、V13、V7、V2的終點(diǎn)形成的正六邊形共同組成了一個等效的兩電平空間矢量平面。而V*減去電流區(qū)間一的短矢量V1得到了在兩電平平面等效的V*′。

同理可處理V*以及V*′處于其他區(qū)間的情況。

2.2 電容中點(diǎn)電位的平衡控制

2.2.1 電壓矢量對中點(diǎn)電位的影響

在此仍以V*位于電流區(qū)間一內(nèi)時為例進(jìn)行分析。

零矢量:當(dāng)V0作用時,中點(diǎn)并無電流流經(jīng),因此對O點(diǎn)的電位沒有影響。

短矢量:當(dāng)V1[0-1-1]作用時,ia流入中點(diǎn)O,C1放電且C2充電,這會導(dǎo)致uC1降低而uC2升高,即O點(diǎn)的電位在上升;當(dāng)V1[1 0 0]作用時,電流流出中點(diǎn)O,C1充電且C2放電,會導(dǎo)致uC1升高而uC2降低,即O點(diǎn)的電位在下降。

中矢量:當(dāng)V7作用時,uC1與uC2的大小變化由三相電流的大小及方向而定,也會對O點(diǎn)的電位有影響。

長矢量:當(dāng)V13作用時,中點(diǎn)也無電流流經(jīng),因此對O點(diǎn)的電位也沒有影響。

2.2.2 中點(diǎn)電位的平衡控制

要控制中點(diǎn)電位的平衡,從硬件角度研究,可以在C1、C2上各并聯(lián)一個電阻從而進(jìn)行均壓處理或者增加獨(dú)立開關(guān)對二者充放電,但會因為產(chǎn)生額外損耗而使整流器效率降低;從軟件角度研究,零序電壓注入法的調(diào)制難度較大,而正負(fù)冗余小矢量控制法可以根據(jù)2.2.1節(jié)中各矢量對中點(diǎn)電位的影響的分析來利用其實現(xiàn)對中點(diǎn)電位的平衡調(diào)節(jié)。

3 仿真與實驗

使用Simulink軟件搭建VIENNA整流器的仿真模型,設(shè)置參數(shù)為:輸入線電壓有效值380 V(50 Hz),開關(guān)頻率100 kHz,交流側(cè)電感0.8 mH,直流側(cè)電容上下各4 000 μF,直流側(cè)電阻10 Ω,直流側(cè)電壓給定值600～800 V。

當(dāng)輸出電壓給定值udc*為700 V時,udc*及輸出電壓udc的仿真波形如圖8所示,可以看出能提供穩(wěn)定的期望直流輸出。圖9為此時a相的輸入電壓、電流的仿真波形,可以看出二者的相位相同,其余兩相的波形也是如此。

圖8 udc*與udc仿真波形圖

圖9 a相輸入電壓與電流仿真波形

圖10 無電容中點(diǎn)電位平衡控制

圖11 有電容中點(diǎn)電位平衡控制

按照圖8的仿真模型搭建實驗樣機(jī),電路參數(shù)與仿真基本相同?？刂破鬟x用數(shù)字信號處理(DSP)芯片TMS320F2802,開關(guān)管選用STW43NM60,二極管選用RHRU50120。實驗結(jié)果如圖12、圖13所示。

圖12 電壓電流波形

圖13 上下電容電壓

可以看出:當(dāng)設(shè)定輸出直流電壓為800 V,直流側(cè)上下負(fù)載電阻分別為35 Ω和40 Ω時,上下電容的電壓差值僅為2.27 V,實現(xiàn)了較好的中點(diǎn)電位平衡效果。

4 結(jié)束語

當(dāng)VIENNA整流器在本文研究的控制策略下穩(wěn)定工作時,不僅能穩(wěn)定輸出期望電壓值,而且網(wǎng)側(cè)輸入電流為正弦波形,電流諧波含量極少,對電網(wǎng)幾乎無污染,整流器工作在單位功率因數(shù)狀態(tài),對電網(wǎng)電能利用率高。此外,SVPWM控制的難度得到了簡化,同時也實現(xiàn)了直流側(cè)電容中心電位的平衡控制。