摘" 要：

C波段高功率微波產(chǎn)生器件在通信、雷達(dá)等領(lǐng)域具有重要的應(yīng)用前景，工業(yè)部門對(duì)其緊湊化和輕量化的需求越來越迫切。本文采用理論分析和2.5維粒子模擬方法，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于三腔調(diào)制雙腔提取結(jié)構(gòu)的C波段高效率同軸渡越時(shí)間振蕩器（coaxial transit-time oscillator， CTTO），有利于實(shí)現(xiàn)低頻段高功率微波器件的輕小型化。在調(diào)制腔前設(shè)計(jì)合適的反射腔可以有效預(yù)防橫電磁波模式（transverse electromagnetic mode， TEM）反向傳輸?shù)疥帢O區(qū)域，同時(shí)能預(yù)調(diào)制電子束，有效提升器件轉(zhuǎn)化效率。經(jīng)模擬優(yōu)化后的典型結(jié)果表明：當(dāng)二極管電壓458 kV、電流9.6 kA及外加導(dǎo)引磁場(chǎng)1.05 T時(shí)，在中心頻率6.37 GHz處獲得了功率1.83 GW、轉(zhuǎn)化效率41.6%的微波輸出。

關(guān)鍵詞：

同軸渡越時(shí)間振蕩器; C波段; 高效率; 粒子模擬

中圖分類號(hào)：

TN 925

文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A""" DOI：10.12305/j.issn.1001-506X.2024.07.06

Simulation research on C-band high-efficiency coaxial transit-time oscillator

ZHU Danni1，2， MENG Jin1， DENG Bingfang1， WANG Haitao1， CUI Yancheng1，*， YUAN Yuzhang1

（1. Military Electrical Science and Technology Institute， Naval University of Engineering， Wuhan 430033， China; 2. Hubei East Lake Laboratory， Wuhan 430033， China）

Abstract：

C-band high-power microwave devices have important application prospects in communication， radar and other fields， and the demand for compact and lightweight devices is becoming more and more urgent in the industrial sector. A C-band high-efficiency coaxial transit-time oscillator （CTTO） with three-cavity buncher and dual-cavity extractor is proposed and investigated in theory and 2.5-dimensional particle-in-cell simulations，which is good for high power microwave generation devices at low frequency towards miniaturization and compactness. In order to avoid the transverse electromagnetic mode （TEM） leaking to the diode region， the reflector is designed and adopted in front of the buncher， which also can pre-modulate the beams and lead to the higher conversion efficiency.In this simulation， the typical performance of the CTTO reveals that microwaves with a power of 1.83 GW" are generated at a frequency of 6.37 GHz when the beam voltage and current are 458 kV and 9.6 kA respectively， under a guiding magnetic field of 1.05 T. The corresponding power conversion efficiency is as high as 41.6%.

Keywords：

coaxial transit-time oscillator; C-band; high-efficiency; particle simulation

0" 引" 言

相較于X、Ku、V等高頻段的電磁波［15］，C波段的電磁波因波長較長，具有覆蓋能力較強(qiáng)的特點(diǎn)，尤其是在偏遠(yuǎn)或者人口稀少的地區(qū)，具有較大的應(yīng)用前景。該頻段電磁波也因?yàn)橛晁ガF(xiàn)象較弱的特點(diǎn)，在降雨嚴(yán)重的地區(qū)成為了提供高可靠性衛(wèi)星固定業(yè)務(wù)的唯一實(shí)際可用頻段。近幾年來，工業(yè)部門對(duì)高功率微波器件緊湊化和輕量化的需求越來越迫切。然而，由于C波段波長較長，采用常規(guī)高功率微波真空器件的尺寸較大，尤其是O型器件的徑向尺寸偏大［6］。一方面，一些器件通過降低導(dǎo)引磁場(chǎng)能減小勵(lì)磁系統(tǒng)的供能，從而達(dá)到減重和緊湊化的目的［79］。另一方面，如果器件的功率轉(zhuǎn)化效率偏低，會(huì)導(dǎo)致對(duì)注入電子束功率的要求高，從而加重整個(gè)高功率微波系統(tǒng)的體積重量負(fù)擔(dān)，不利于其從實(shí)驗(yàn)室走向?qū)嶋H應(yīng)用。為此，研究一種緊湊化高效率的C波段高功率微波產(chǎn)生器件在通信、雷達(dá)等領(lǐng)域具有重要的應(yīng)用前景。

相比與傳統(tǒng)的切倫科夫器件，渡越時(shí)間振蕩器通?；プ饔脜^(qū)周期數(shù)少，軸向更加緊湊。相比于空心腔體結(jié)構(gòu)，由于同軸渡越時(shí)間振蕩器 （coaxial transit-time oscillator， CTTO）的工作頻率主要由內(nèi)外導(dǎo)體的間距決定，不影響其徑向的絕對(duì)尺寸，所以在低頻段選用CTTO利于系統(tǒng)緊湊化，在實(shí)際工程應(yīng)用中具有緊湊化前景。

文獻(xiàn)［10］采用陽極柵網(wǎng)構(gòu)成的C波段三腔渡越時(shí)間振蕩器，雖然不需要磁場(chǎng)，但峰值功率400 MW，束波轉(zhuǎn)化效率僅有17%。文獻(xiàn)［7］仿真研究了一種C波段兩腔調(diào)制單腔提取的CTTO，通過環(huán)狀的陽極柵網(wǎng)加載在調(diào)制腔的前后，可以減小導(dǎo)引磁場(chǎng)，但由于互作用腔體數(shù)少，束波轉(zhuǎn)化效率僅有30%。目前，文獻(xiàn)報(bào)道的C波段渡越時(shí)間振蕩器轉(zhuǎn)化效率普遍偏低，且很少有對(duì)該類器件設(shè)計(jì)方法的詳細(xì)介紹。

本文設(shè)計(jì)的C波段CTTO相比于常規(guī)渡越時(shí)間振蕩器不僅具有緊湊化潛力，而且還能提高效率，主要原因如下。與采用陽極柵網(wǎng)構(gòu)成的渡越時(shí)間振蕩器相比，能避免陽極箔上產(chǎn)生等離子體影響長脈沖重頻運(yùn)行，同時(shí)能降低阻抗，提高束流，從而增大輸出功率，提高效率［11］。由于引入了內(nèi)導(dǎo)體，與空心結(jié)構(gòu)相比，大大減小了空間電荷效應(yīng)［12］。在內(nèi)導(dǎo)體上加載波紋結(jié)構(gòu)，器件工作在體波模式下，使得電子束遠(yuǎn)離器件內(nèi)表面，降低磁場(chǎng)需求，同時(shí)能提高轉(zhuǎn)化效率。此外，還具有高功率容量、低模式競(jìng)爭(zhēng)和高穩(wěn)定性的前景［1316］。本文中的器件由于反射腔的預(yù)調(diào)制作用［17］，可進(jìn)一步增加轉(zhuǎn)化效率。

為了研制一種C波段緊湊化高效率的高功率微波產(chǎn)生器件，本文提出基于三腔調(diào)制雙腔提取結(jié)構(gòu)的C波段高效率CTTO的真空器件方案，并介紹其設(shè)計(jì)仿真方法。通過建模仿真研究驗(yàn)證在C波段三腔調(diào)制腔內(nèi)的π/2模駐波電場(chǎng)比兩腔π模駐波電場(chǎng)能促進(jìn)電子束的群聚，同時(shí)雙腔提取比單腔提取具有更高轉(zhuǎn)化效率［10，18］，以期降低器件的注入功率，從而達(dá)到輕小型化的目的。

目前，C波段通信衛(wèi)星上行頻率范圍在5.925～6.425 GHz，為此本文選定預(yù)期中心頻點(diǎn)6.37 GHz。首先依據(jù)渡越時(shí)間效應(yīng)及同軸波導(dǎo)傳輸模式的理論基礎(chǔ)，為CTTO器件初步設(shè)計(jì)了調(diào)制腔的軸向和徑向尺寸;隨后采用Surperfish電磁仿真軟件對(duì)調(diào)制腔和提取腔進(jìn)行冷腔結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)，采用高頻結(jié)構(gòu)模擬器（high frequency structure simulator， HFSS）電磁仿真軟件優(yōu)化設(shè)計(jì)前置反射腔，有效解決工作頻點(diǎn)的微波泄露到二極管中的問題，并發(fā)現(xiàn)適當(dāng)位置的反射腔能有效提升器件轉(zhuǎn)化效率;最終獲得整管器件經(jīng)粒子仿真（particle-in-cell， PIC）粒子仿真優(yōu)化后的典型結(jié)果：在6.37 GHz的中心頻率處獲得了功率1.83 GW，轉(zhuǎn)化效率41.6%的微波輸出。本文工作為下一步實(shí)驗(yàn)研制C波段高效率低磁場(chǎng)的CTTO奠定基礎(chǔ)。

1" 理論基礎(chǔ)

基于高頻段渡越時(shí)間振蕩器（transit-time oscillator， TTO）的部分設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)［1923］，由于C波段頻率不高，在盡量緊湊化的前提下，綜合考慮提高轉(zhuǎn)化效率和避免輸出腔擊穿，擬建立三腔體調(diào)制加兩腔體提取型的CTTO模型。整個(gè)器件工作在TM01的橫模，相比于工作在π模的兩腔調(diào)制腔，采用工作在π/2模的三腔調(diào)制腔來實(shí)現(xiàn)對(duì)電子束的速度調(diào)制，能促進(jìn)電子束的群聚［10］，三腔調(diào)制腔具有更高的功率容量和更高的模式分離度［19］，為此三腔調(diào)制腔選擇工作在π/2模的縱向模式，同時(shí)兩腔提取腔工作在π模的縱向模式能提高提取效率［1314，16，2426］。

1.1" 調(diào)制腔的軸向尺寸

求解電子的速度方程如下所示：

γ=1+U511（1）

其中，γ為相對(duì)論因子; U為電子束電壓;c為光速;ve和vp分別為電子速度和微波相速度。

ve=c1－1/γ2（2）

在束波互作用中，當(dāng)電子速度不低于微波的相速度，才便于把能量傳遞給微波，則有

ve≥vp（3）

假設(shè)互作用腔體在軸向單個(gè)周期長度為P，微波振蕩周期為T，f為器件工作的中心頻率，則對(duì)于π/2縱模粗略估計(jì)相速度為

vp=2PT（4）

將式（2）和式（4）代入（3）中得到

P≤T2c1－1/γ2（5）

式中：U=458 kV;T=1/f，f=6.37 GHz。由此得到P≤20 mm作為參考。

1.2" 調(diào)制腔的徑向尺寸

為了提高器件功率容量，調(diào)制腔采用同軸諧振腔。當(dāng)同軸諧振腔徑向過大，容易出現(xiàn)高次模，不利于器件單模工作［27］?；谶吔鐥l件可得同軸 TM0n模的截止波長近似［19］為

λc=2（R1－r1）n， n=1，2，…（6）

式中：r1 和 R1分別代表同軸波導(dǎo)內(nèi)、外半徑尺寸。當(dāng)調(diào)制腔同軸波導(dǎo)內(nèi)半徑和外半徑相差15 mm時(shí)，代入式（6）得到漂移管截止波長為 30 mm，因此可有效避免調(diào)制腔內(nèi)產(chǎn)生6.37 GHz的TM01模反向傳輸?shù)蕉O管區(qū)［2728］。但無法截止工作在該頻率處橫電磁波模式（transverse electromagnetic mode， TEM），會(huì)存在反向傳輸?shù)蕉O管區(qū)的風(fēng)險(xiǎn)［27］。為此，在第2.3節(jié)中先監(jiān)測(cè)微波是否出現(xiàn)在二極管區(qū)，隨后在群聚腔前針對(duì)TEM 模設(shè)計(jì)反射腔。另一方面，該器件的工作模式在 TM01 模，則其本征工作頻率［2728］如下：

f0=cλ=ck2π=c2πk2c+β2z

≈c2ππR－r2+β2z（7）

考慮到腔體兩端分別加載了漂移段之后會(huì)給調(diào)制腔的縱模分布造成一定影響，經(jīng)修正后腔內(nèi)對(duì)應(yīng)的各縱向模式的波數(shù)分別為

π（N+1）P，2π（N+1）P，…，（N-1）π（N+1）P，Nπ（N+1）P，

其中N為調(diào)制腔周期數(shù)［1516］。為了使器件能夠工作在預(yù)期工作中心頻點(diǎn)下，由式（7）來設(shè)計(jì)調(diào)制腔初步的結(jié)構(gòu)參數(shù)［27］。依據(jù)該器件的外半徑R為73.5 mm，內(nèi)半徑r為46.5 mm，周期長度P為21 mm，因調(diào)制腔數(shù)為3，激勵(lì)縱模為π/2模，則波數(shù)

β2=2π（3+1）P=π2P

。代入式（7）數(shù)值計(jì)算，推出考慮漂移段后腔體的諧振頻率為6.6 GHz，與設(shè)計(jì)頻點(diǎn)接近。

2" 器件設(shè)計(jì)及物理模型

圖1為C波段CTTO的結(jié)構(gòu)模型，組成和工作原理與其他波段的該類器件類似［19，29］，這里僅簡(jiǎn)單介紹。器件構(gòu)成主要包括無箔二極管、反射腔、三腔均勻分布的調(diào)制腔、雙腔提取腔、錐形收集極及軸向輸出波導(dǎo)和連接各諧振腔的漂移段。其中，Z 軸為該模型的旋轉(zhuǎn)對(duì)稱軸。高電壓加載到二極管后，環(huán)形陰極爆炸發(fā)射強(qiáng)流電子束，該環(huán)形電子束在軸向引導(dǎo)磁場(chǎng)約束下依次在器件中朝向收集極傳輸至被其截獲吸收。電子束在此軌跡中先后經(jīng)歷速度調(diào)制和密度調(diào)制，然后經(jīng)群聚的電子束在提取腔與微波場(chǎng)發(fā)生束波換能互作用，最后產(chǎn)生C 波段高功率微波經(jīng)輸出波導(dǎo)提取。為了支撐同軸結(jié)構(gòu)并保持內(nèi)外導(dǎo)體電位相同，在模型中需要如圖所示設(shè)置兩個(gè)電感結(jié)構(gòu)。

該模型調(diào)制腔和提取腔都關(guān)于電子束線上下對(duì)稱，且每個(gè)腔體內(nèi)的間隙尺寸均勻分布。通過設(shè)計(jì)優(yōu)化，表1列出了仿真模型的主要尺寸參數(shù)：其中陰極半徑Rc為60 mm，陽極半徑Ra為85 mm，漂移段內(nèi)外半徑之差H0為67.5 mm。

2.1" 調(diào)制腔的設(shè)計(jì)

選擇三腔調(diào)制腔工作頻點(diǎn)6.4 GHz在π/2模的縱向模式。采用Surperfish電磁仿真軟件進(jìn)行冷腔結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，結(jié)構(gòu)參數(shù)如表1所示。圖2給出該三腔調(diào)制腔中TM01 模的3種縱模本征電場(chǎng)分布，即依次對(duì)應(yīng)0模、π/2模和π模的工作頻率為6.214 GHz、6.412 GHz和6.662 GHz。

依據(jù)以上3個(gè)縱模中的Ez軸向場(chǎng)分布，可推算出3種縱模的電子電導(dǎo)［11，28，30］曲線如圖3所示。當(dāng)電子電導(dǎo)為負(fù)值時(shí)代表電子束把能量給微波［13，19］，圖3中僅π/2模在工作電壓區(qū)間時(shí)的電子電導(dǎo)為負(fù)值，即在藍(lán)色豎線區(qū)間（工作電壓Ub為277.5～778 kV，對(duì)應(yīng)電子的相位常數(shù)βe為1.46～1.76 rad/cm），故在3個(gè)縱模中選定工作模式為π/2模，在此區(qū)間內(nèi)可取Ub為458 kV。

2.2" 輸出腔及收集極的設(shè)計(jì)

選擇兩腔結(jié)構(gòu)作為輸出腔，同樣采用Surperfish軟件進(jìn)行冷腔結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，結(jié)構(gòu)參數(shù)參考表1。圖4 為兩腔輸出腔 TM01 模式的縱模0模和π模的本征電場(chǎng)分布，兩種模式各自的工作頻率為5.935 GHz和6.479 GHz，設(shè)計(jì)其工作頻點(diǎn)接近6.4 GHz時(shí)在π模的縱向模式。

如圖1所示，在圖4 基礎(chǔ)上對(duì)同軸提取波導(dǎo)口進(jìn)行擴(kuò)大設(shè)計(jì)，使其滿足工程應(yīng)用。另外，為了更好地收集電子束并解決散熱問題，采用了錐形收集極［31］。為驗(yàn)證根據(jù)以上設(shè)計(jì)的CTTO工作特性，當(dāng)二極管發(fā)射電壓458 kV、電流9.6 kA的厚度1 mm環(huán)形電子束時(shí)，外加導(dǎo)引磁場(chǎng)0.8 T，在PIC粒子模擬中對(duì)該調(diào)制腔、輸出腔和收集極整體進(jìn)行熱測(cè)仿真。圖5給出了整體模型中輸出微波功率時(shí)變波形和頻譜。圖5（a）表明輸出微波在工作頻段附近的平均輸出為1.73 GW;另外起振時(shí)間在10 ns左右，飽和時(shí)間在21 ns左右。圖5（b）中輸出口電場(chǎng)頻譜分布驗(yàn)證了整管微波的工作頻率集中在6.37 GHz。

2.3" 反射腔的設(shè)計(jì)

如圖6所示，在束波互作用區(qū)前面的陰陽極之間Z=30 mm處的橫截面上監(jiān)測(cè)電壓波形的頻率隨時(shí)間的變化情況。可以發(fā)現(xiàn)，有6.37 GHz的微波出現(xiàn)在二極管區(qū)，與互作用區(qū)產(chǎn)生的工作頻點(diǎn)一致。此外，對(duì)微波注入端口的電壓進(jìn)行監(jiān)測(cè)，其時(shí)變波形和頻譜如圖7所示。對(duì)比發(fā)現(xiàn)，隨著圖5（a）中微波起振，圖7（a）中注入端口電壓也開始起振并隨著微波輸出電壓振蕩逐漸趨于飽和。圖7（b）對(duì)應(yīng)的頻譜證明，在前面二極管區(qū)到輸入端口明顯存在處于工作頻點(diǎn)（見圖5（b））的高頻微波信號(hào)及二倍頻信號(hào)。由于漂移段可以截止 TM01及以上高階模式，但無法截止TEM模式，分析認(rèn)為工作在諧振腔的6.37 GHz的TEM模式微波返向流入二極管區(qū)域，不僅會(huì)增強(qiáng)二極管區(qū)域場(chǎng)強(qiáng)，還影響束波互作用效果。在群聚腔前引入反射腔可以解決以上問題［3233］。

所設(shè)計(jì)的反射腔用來反射工作在6.37 GHz的TEM模式，可通過電磁仿真軟件對(duì)反射腔進(jìn)行設(shè)計(jì)，優(yōu)化腔體反射系數(shù)S11接近 1。這里采用HFSS優(yōu)化得到的反射腔及其軸向電場(chǎng)分布。依據(jù)圖1中D1=15 mm，H1=45 mm，H4=20.5 mm，得到該反射腔對(duì)TEM模的S11參數(shù)如圖9所示，驗(yàn)證在6.37 GHz時(shí)S11 接近1，滿足要求。

3" 典型輸出特性

為驗(yàn)證加入反射腔后的TTO工作特性（見圖1），當(dāng)二極管發(fā)射電壓458 kV、電流9.6 kA的厚度1 mm環(huán)形電子束時(shí)，經(jīng)優(yōu)化在外加導(dǎo)引磁場(chǎng)1.05 T，在PIC粒子模擬中得到典型的熱測(cè)仿真結(jié)果，輸出微波時(shí)變波形和頻譜如圖10所示。圖10（a）表明輸出微波平均輸出為1.83 GW，在13 ns左右起振，并在23 ns左右達(dá)到飽和。對(duì)比圖5（a）發(fā)現(xiàn)加入反射腔后起振和飽和時(shí)間都延時(shí)3 ns，但由于反射腔的預(yù)調(diào)制作用［19，23，26］，輸出功率增加了100 MW。圖10（b） 中輸出口電場(chǎng)頻譜分布驗(yàn)證了整管微波的工作頻率仍在6.37 GHz。

如圖11所示，再次在束波互作用區(qū)前面的陰陽極之間Z=30 mm處的橫截面上監(jiān)測(cè)電壓波形的頻率隨時(shí)間的變化情況以及監(jiān)測(cè)微波注入端口的電壓時(shí)變波形和頻譜（見圖12），證實(shí)加入反射腔體隔離效果明顯，極大降低了互作用區(qū)產(chǎn)生的微波反射到二極管區(qū)的強(qiáng)度，在二極管區(qū)已經(jīng)看不到工作頻率的微波（見圖11）。

圖13展示了器件工作時(shí)的軸向相空間分布，圖14顯示了基波調(diào)制電流和電子束功率隨著軸向分布的情況，從中能看到各部分結(jié)構(gòu)的功能。電子束經(jīng)過三間隙調(diào)制腔時(shí)，在軸向電場(chǎng)的作用下在某一時(shí)刻不同位置分布的電子部分被加速，部分被減速，最終出現(xiàn)速度調(diào)制。電子束的動(dòng)能變化范圍在290 keV到700 keV 之間，基波調(diào)制電流增加到11 kA。隨后，電子束經(jīng)過輸出腔前的漂移段，由于在漂移段沒有軸向電場(chǎng)的作用，更有利于速度被調(diào)制后電子的群聚。為此，最終基波調(diào)制電流增加到12.5 kA，調(diào)制深度達(dá)到130%。然后經(jīng)過輸出腔時(shí)，形成良好群聚的電子束將動(dòng)能轉(zhuǎn)化為微波被提取輸出，電子束功率從4.1 GW降低到2.3 GW，基波調(diào)制電流降低到2.5 kA。

圖15描述了反射腔距離調(diào)制腔不同位置時(shí)器件基波調(diào)制電流和器件轉(zhuǎn)化效率的變化情況。相比其他距離，當(dāng)反射腔距離調(diào)制腔14 mm時(shí)，轉(zhuǎn)化效率達(dá)最高值41.6%，此時(shí)基本電流峰值達(dá)到最大，且位于提取腔入口處。由此說明，電子束的預(yù)調(diào)制可通過引入反射腔實(shí)現(xiàn)，且當(dāng)其與調(diào)制腔保持最佳間距時(shí)，器件能獲得最佳的基波調(diào)制電流分布，以提高束波互作用效率［19］。圖16描述了在不同軸向?qū)б艌?chǎng)強(qiáng)度時(shí)對(duì)應(yīng)該TTO的輸出微波功率效率。這是由于較高的導(dǎo)引磁場(chǎng)會(huì)帶來較小的拉莫爾半徑，有利于提高束波的相互作用效率，但過大的磁場(chǎng)意味著過高的電子束流密度，這將引起過強(qiáng)的空間電荷效應(yīng)，不利于束波相互作用［28］，于是出現(xiàn)圖16中輸出功率效率隨著磁場(chǎng)增大先逐漸增加，但超過最佳磁場(chǎng)大小后隨著磁場(chǎng)增加而逐漸減小的規(guī)律。此外，當(dāng)磁場(chǎng)高于0.6 T時(shí)，器件會(huì)以不低于37%的高效率運(yùn)行，在最佳磁場(chǎng)1.05 T時(shí)該TTO功率效率達(dá)到峰值41.6%。

4" 結(jié)" 論

為了實(shí)現(xiàn)低頻段高功率微波器件的輕小型化，本文從理論分析和仿真計(jì)算建立了一個(gè)C波段高效率的三腔調(diào)制雙腔提取的CTTO模型，并介紹了該器件的設(shè)計(jì)原則和基本方法。該模型主要包括無箔二極管、反射腔、三腔均勻分布的調(diào)制腔、雙腔提取腔、錐形收集極及軸向輸出波導(dǎo)和連接各諧振腔的漂移段。當(dāng)采用工作在π/2模的三間隙調(diào)制腔能有效提高電子束的群聚，加深基波電流的調(diào)制深度;采用工作在π模的雙間隙提取腔能提高微波提取效率，并降低輸出腔局部場(chǎng)強(qiáng)，提高功率容量。通過對(duì)比加入反射腔前后器件的工作特性，證明了在調(diào)制腔前引入一個(gè)反射腔可以有效避免工作頻點(diǎn)的微波反向傳輸?shù)疥帢O區(qū)域，且適當(dāng)位置的反射腔還能通過預(yù)調(diào)制提高微波轉(zhuǎn)化效率。經(jīng)優(yōu)化的典型仿真結(jié)果表明：在二極管電壓458 kV、電流9.6 kA及外加磁場(chǎng)1.05 T的條件下，獲得了功率1.83 GW，中心頻率6.37 GHz，效率最高可達(dá)41.6%的高功率微波輸出。當(dāng)磁場(chǎng)高于0.6 T時(shí)，器件會(huì)以不低于37%的高效率運(yùn)行，說明其具有低磁場(chǎng)高效率運(yùn)行前景。本文工作為下一步實(shí)驗(yàn)研制C波段高效率低磁場(chǎng)的CTTO奠定基礎(chǔ)。

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作者簡(jiǎn)介

朱丹妮（1989—），女，副研究員，碩士研究生導(dǎo)師，博士，主要研究方向?yàn)楦吖β饰⒉夹g(shù)、強(qiáng)流相對(duì)論真空電子學(xué)。

孟" 進(jìn)（1977—），男，教授，博士研究生導(dǎo)師，博士，主要研究方向?yàn)殡姶殴シ?、電磁兼容?/p>

鄧秉方（1992—），男，講師，博士，主要研究方向?yàn)楦吖β饰⒉夹g(shù)。

王海濤（1990—），男，講師，博士，主要研究方向?yàn)楦吖β饰⒉夹g(shù)。

崔言程（1994—），男，講師，博士，主要研究方向?yàn)楦吖β饰⒉夹g(shù)、脈沖功率技術(shù)。

袁玉章（1989—），男，講師，博士，主要研究方向?yàn)楦吖β饰⒉夹g(shù)。