韓 建，何學蘭，魏運峰

（1.東北石油大學 電子科學學院，黑龍江 大慶 163318；2.東北石油大學 黑龍江省高校校企業(yè)共建測試計量技術及儀器儀表研發(fā)中心，黑龍江 大慶 163318）

引 言

基于有限長單位沖激響應濾波器（FIR）的穩(wěn)定性和線性相位的優(yōu)點，F(xiàn)IR濾波器有著更為廣泛的應用。目前，實現(xiàn)數(shù)字濾波器的方法主要有軟件實現(xiàn)和硬件實現(xiàn)。軟件實現(xiàn)的方法簡單，但是實時性差。硬件實現(xiàn)的方法有數(shù)字信號處理器（DSP），專用集成電路和現(xiàn)場可編程門陣列（FPGA）等［1］。DSP實現(xiàn)數(shù)字濾波器方法靈活，開發(fā)周期短，但其軟硬件的結合方式限制了濾波處理速度，不適合用在實現(xiàn)實時性較高要求的系統(tǒng)。ASIC器件可靠性高，實時性好，但靈活性差，不適合科研和開發(fā)。FPGA器件結合了上面兩種器件的優(yōu)點，具有很好的實時性，可靠性和靈活性，因此研究基于FPGA的數(shù)字濾波器的實現(xiàn)對于工程應用有重大的意義［2］。

本文采用FPGA技術，應用硬件描述語言實現(xiàn)數(shù)字濾波器?；贔IR數(shù)字濾波器的分布式算法提出改進算法，此算法不但不需使用乘法器而且減小了存儲器的使用數(shù)量，大幅度節(jié)約了硬件資源且可實現(xiàn)高速濾波。

1 FIR濾波器的改進算法實現(xiàn)

1.1 算法推導

FIR濾波器的輸入信號和輸出信號的關系為：

為了方便說明，假設y＝y(tǒng)（n），xi＝x（n－i），則：

假設xi為k位二進制數(shù)據(jù)，它可以寫成以下形式：

其中，bik為xi的第k位，將式（3）代入式（2）可以得到：

為了實現(xiàn)算法，可以定制一個ROM存儲h0，h1，h2，…，hN－1的可能組合的和。對應一個N階的FIR數(shù)字濾波器，該ROM中地址和數(shù)據(jù)的對應關系如表1所示。

根據(jù)式（4）可以知道，要得出FIR濾波器的輸出，首先需要一個初始存儲全為0且長度為濾波器階數(shù)的隊列將輸入的數(shù)據(jù)存入隊列［3］。以隊列中每個數(shù)據(jù)對應的位組合為一個地址，在ROM中查出對應的值乘上位權值相加就可以得到輸出值。

1.2 算法實現(xiàn)

該算法可以用并聯(lián)和串聯(lián)來實現(xiàn)。串行結構如圖1所示，該結構是將保存在隊列中的輸入分別送入一組向右移位寄存器，移位寄存器的最右邊的一位組合成地址在ROM中查出對應值，送入累加器。當下一個時鐘上升沿，移位寄存器組向右移一位，最右邊一位組成的新的地址在ROM中查出數(shù)據(jù)，再進行累加。但是，如果數(shù)據(jù)是8位的，則要8個時鐘周期才能輸出一個數(shù)據(jù)，時鐘的頻率必須是采樣頻率的8倍，串行結構難以實現(xiàn)高速FIR濾波器［4］。

表1 ROM表中數(shù)據(jù)Tab.1 Data in ROM table

圖1 串聯(lián)型分布式算法實現(xiàn)硬件結構Fig.1 Hardware structure implement based on series distributed computation

圖2 流水線加法器的硬件結構Fig.2 Hardware structure of pipeline adder

當數(shù)據(jù)為8位，并型結構需要相對串型結構的8倍的硬件資源。并型結構需要8個相同的ROM，所有數(shù)據(jù)每一對應位組成的地址分別在8個ROM中查詢，再乘以權值，最后用流水線加法器相加。流水線加法器的結構如圖2所示，并聯(lián)型分布式算法的硬件實現(xiàn)如圖3所示。

圖3 并聯(lián)型分布式算法的硬件實現(xiàn)Fig.3 Hardware structure implement based on parallel distributed computation

1.3 分布式算法的改進

分布式算法不需要使用乘法器，降低了硬件資源的使用，但是卻對ROM的容量提出了很高的要求［5］。假設要實現(xiàn)一個 N 階的 FIR濾波器，系數(shù)h0，h1，h2，…，hN－1的組合的和可能性有2N中，對于并聯(lián)型的分布式結構，ROM的容量需8×2N×Mbit，其中8為輸入數(shù)據(jù)位寬，M為系數(shù)量化位數(shù)。運用該算法實現(xiàn)低階FIR濾波器時，消耗的存儲器較少，然而隨著階數(shù)不斷升高，存儲器的消耗呈指數(shù)增長，在實現(xiàn)高階FIR濾波器時，這種算法將消耗過多存儲單元，而在實際應用中FIR濾波器的階數(shù)一般都比較高，所以需考慮對分布式算法進行改進。

因為倍數(shù)增長比指數(shù)增長慢，因此改進算法是：將高階FIR數(shù)字濾波器結構轉變成多個低階FIR數(shù)字濾波器分布式算法結構的組合。

本文設計濾波器的階數(shù)是64階，8的倍數(shù)，式（4）可以寫成如下形式：

其中8m＋7＝N－1，這樣把N個濾波器系數(shù)分成N／8組，每組可利用8階FIR濾波器的并聯(lián)型分布式算法結構實現(xiàn)，最后用流水加法器相加得到結果。實現(xiàn)框圖如圖4所示，整個系統(tǒng)需要（N／8）這樣的8階FIR濾波器分布式算法結構，最后將輸出的數(shù)據(jù)用流水線加法器相加［6－7］。

這樣，采用改進算法需要用到的存儲器為M×8×（N／8）×28bit，相對于采用傳統(tǒng)的并聯(lián)分布式算法需要消耗的存儲單元為8×M×2Nbit，改進算法大幅減少了存儲器的使用。

根據(jù)以上分析，本文設計的FIR數(shù)字濾波器為64階，輸入數(shù)據(jù)量化為8位，系數(shù)量化為13位。所以采用傳統(tǒng)的并聯(lián)分布式算法需要消耗存儲單元8×264×13bit，而采用改進算法只需要消耗存儲單元13×8×8×28bit，相對于傳統(tǒng)算法，存儲器使用減少了253倍［8］。

圖4 8的倍數(shù)階數(shù)的FIR濾波器的實現(xiàn)框圖ig.4 Block diagram of implementation multiple of 8order FIR filters

2 改進算法的仿真驗證

用Verilog HDL結合分布式改進算法編寫器程序實現(xiàn)FIR濾波器。在這個仿真中，輸入正弦波的頻率為300kHz、500kHz和600kHz采樣頻率。本文中FIR濾波器是64階低通濾波器，采樣頻率為4MHz，通帶截止頻率為500kHz，阻帶截止頻率為600kHz，仿真結果如圖5所示。輸入和輸出的波形均符合正弦函數(shù)，輸入輸出波形的衰減情況初步表明濾波器顯現(xiàn)出低通特性。

圖5 輸入不同正弦的采樣頻率時FIR濾波器的輸出波形Fig.5 Output wave form based on different sampling frequency

表2是仿真值與理論值的比較表，由此可見改進算法實現(xiàn)的FIR濾波器和FDA tool設計出的濾波器對信號的衰減基本一致，誤差在合理范圍內。

表2 FIR濾波器仿真與理論設計幅度數(shù)據(jù)的比較Tab.2 Comparison amplitude data of theoretical and simulation of FIR filter

3 結 論

在現(xiàn)代電子系統(tǒng)中，F(xiàn)IR數(shù)字濾波器以其良好的線性特性被廣泛使用，屬于數(shù)字信號處理的基本模塊之一，本文使用FPGA對FIR濾波器進行硬件的實現(xiàn)，在分析分布式算法的基礎上提出了改進算法，解決了分布式算法占用大量存儲器空間的問題，提高了硬件資源的使用率和運算速率。通過仿真驗證進一步證明了該算法的正確性。為進一步提高數(shù)字濾波器的精度和速率打下了基礎。

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