基于模塊化多電平換流器的新型高壓變頻器拓?fù)浼捌淇刂?/h1>
2014-06-07 05:55:20鄭征,崔燦,張朋
煤炭學(xué)報(bào) 2014年10期
鄭 征,崔 燦,張 朋
(河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,河南焦作 454000)
基于模塊化多電平換流器的新型高壓變頻器拓?fù)浼捌淇刂?/p>
鄭 征,崔 燦,張 朋
(河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,河南焦作 454000)
為使煤礦設(shè)備高效利用能源,達(dá)到節(jié)能減排的目的,提出了基于模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的新型高壓變頻器。概述了其基本結(jié)構(gòu),分析了MMC拓?fù)浼肮ぷ鳈C(jī)制。以逆變側(cè)為研究對象,建立MMC數(shù)學(xué)模型,采用建模排序法控制子模塊電容電壓穩(wěn)定平衡,通過與不同調(diào)制算法對比,載波正負(fù)反相層疊脈沖寬度調(diào)制技術(shù)(POD-PWM)的優(yōu)勢得以凸顯。以Matlab-Simulink及RT-Lab半實(shí)物仿真設(shè)備為實(shí)驗(yàn)平臺,搭建上位機(jī)控制器,實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示換流器運(yùn)行正常、電容電壓穩(wěn)定平衡,輸出電能質(zhì)量高,諧波含量小,證明了提出的載波正負(fù)反相層疊與電壓穩(wěn)定平衡控制相結(jié)合的控制策略的可行性,并得出了實(shí)驗(yàn)條件下的最佳三角載波頻率。
高壓變頻器;模塊化多電平換流器;調(diào)制算法;建模排序法電壓穩(wěn)定平衡控制;RT-Lab
隨著工業(yè)發(fā)展,能源矛盾日益突出,節(jié)能減排已成為我國基本國策。煤礦企業(yè)既是產(chǎn)能大戶,也是耗能大戶,礦用大型動力設(shè)備主要包括提升機(jī)、運(yùn)輸機(jī)、風(fēng)機(jī)、水泵等高壓大功率裝置。目前,傳統(tǒng)電壓源型交-直-交高壓變頻器,其拓?fù)錈o論是二極管箝位型結(jié)構(gòu)、飛跨電容型結(jié)構(gòu)、H級聯(lián)橋串聯(lián)結(jié)構(gòu)等,大都無法實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行,這種變頻器不能直接用于像礦用提升機(jī)等需要快速啟動、制動,頻繁正反轉(zhuǎn)的調(diào)速系統(tǒng),且制動能量無法直接回饋給電網(wǎng),不能達(dá)到節(jié)能的效果;同時(shí)還存在網(wǎng)側(cè)電流波形畸變嚴(yán)重,含有大量的低次諧波,形成電力公害等問題[1-6],一定程度上造成了煤礦生產(chǎn)成本的升高。
近些年,模塊化多電平變換器(modular multilevel converter,MMC)受到廣泛關(guān)注[7],它繼承了H橋級聯(lián)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢,通過功率單元的級聯(lián)實(shí)現(xiàn)多電平輸出。每個功率單元由一個兩電平橋臂構(gòu)成,且所有的電容處于懸浮狀態(tài),由于存在公共直流母線,可采用單一直流電壓而不需要多繞組變壓器[8],該換流器產(chǎn)生諧波少、開關(guān)損耗與畸變率低,在高壓直流輸電方向,已有2項(xiàng)工程投入運(yùn)行,分別是西門子公司承建的美國舊金山市Trans Bay Cable和我國電力科學(xué)研究院在上海建立的南匯風(fēng)電場柔性直流輸電工程[9];本文將此新型變換器應(yīng)用于煤礦設(shè)備,可以達(dá)到節(jié)能減排、高效利用能源的目的。
本文簡述了高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),基于MMC的高壓變頻器,整流側(cè)、逆變側(cè)采用完全相同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),因此工作機(jī)制相同。本文以逆變側(cè)為分析對象,建立換流器的開關(guān)函數(shù)模型,通過對各個子模塊電容電壓檢測、排序、充放電來實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡控制,同時(shí)采用建模法控制電容電壓的穩(wěn)定,并對比不同調(diào)制技術(shù)優(yōu)劣。最后在Matlab-Simulink及RT-Lab環(huán)境下建立模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證。
1 高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
該新型高壓變頻器,如圖1所示,變頻器在輸入端,通過基于MMC多電平整流模塊直接級聯(lián)的方式取消了傳統(tǒng)的移相式高壓變頻器的工頻變壓器,由于存在公共直流母線,通過對直流母線電壓的控制實(shí)現(xiàn)輸入輸出功率的變換。與H橋級聯(lián)式多電平變換器相比,大大簡化了電路結(jié)構(gòu),且使得故障檢測及控制變得簡單;其次,該高壓變頻器網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)形成背靠背的對稱結(jié)構(gòu),均采用全控器件組成,因此,該變頻器通過逆變側(cè)為電機(jī)提供高質(zhì)量三相交流電源同時(shí),還能將再生電能通過整流測回饋電網(wǎng)。最后,由于MMC允許使用標(biāo)準(zhǔn)化元件,可以在采用相同器件的前提下向不同的功率和電壓等級擴(kuò)展,因此無需使用變壓器就可以應(yīng)用在礦用動力設(shè)備、高壓直流輸電、牽引供電等中高壓大功率場合。由此可見,基于MMC的高壓變頻器可以克服傳統(tǒng)的高壓變頻器所存在的問題,且其結(jié)構(gòu)應(yīng)用前景廣泛。
圖1 基于MMC的變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig．1 Topological structure for frequency converter based on MMC
2 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作機(jī)制
MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示,換流裝置由A,B,C三相組成,每一相分為上、下兩個橋臂,每個橋臂由N個完全相同的子模塊(Sub-Modular,SM)級聯(lián)而成。每個橋臂子模塊可以進(jìn)行有選擇的控制,從而可將其等效為一個可控理想電壓源,作為逆變器使用時(shí),通過控制每個橋臂子模塊導(dǎo)通狀態(tài),就可以在輸出端得到所需的正弦電壓。該換流器結(jié)構(gòu)簡單,能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運(yùn)行,彌補(bǔ)了傳統(tǒng)換流裝置的一些不足,輸出電能質(zhì)量高。
換流器正常運(yùn)行時(shí),任意時(shí)刻,每一相投入的子模塊總數(shù)為N,這樣既可產(chǎn)生具有N+1種電平的階梯波。隨著子模塊數(shù)目增加,多電平疊加產(chǎn)生的階梯波可逐漸逼近正弦波形式。電平數(shù)增加,主電路結(jié)構(gòu)也隨之改變,需增加開關(guān)管,但增多的僅是低壓低頻開關(guān)器件,減少開關(guān)損耗同時(shí),利用低壓器件進(jìn)行分壓,實(shí)現(xiàn)高壓大功率電能變換。
圖2 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig．2 Structural diagram of MMC topology
子模塊可分為上、下兩個橋臂,共有6種工作模式,可分為閉鎖、切出、投入3種工作狀態(tài),當(dāng)系統(tǒng)出現(xiàn)故障時(shí),子模塊兩個IGBT全部被關(guān)斷,處于閉鎖狀態(tài),正常工作時(shí)每個子模塊都處于投入或者切出狀態(tài),如圖3所示。
圖3 SM工作狀態(tài)Fig．3 Working states for SM
3 建模法MMC電容電壓穩(wěn)定控制
MMC系統(tǒng)采用相同子模塊級聯(lián)而成,所以三相運(yùn)行狀態(tài)完全相同,本文分析皆以圖4中A相7電平為例。子模塊電容電壓平衡、穩(wěn)定是MMC系統(tǒng)正常運(yùn)行前提,本文采用排序法控制電容電壓平衡[10],限于篇幅此處不再贅述。以此為基礎(chǔ)[11-14],下面進(jìn)行建模法電壓穩(wěn)定控制的詳細(xì)分析。
圖4 A相電路結(jié)構(gòu)Fig．4 Circuit structure for A phase
當(dāng)系統(tǒng)的子模塊投入運(yùn)行時(shí),子模塊的輸出電壓為并聯(lián)電容的電壓值UC;切出時(shí),子模塊輸出電壓為0,由此可將橋臂子模塊的數(shù)學(xué)模型用開關(guān)函數(shù)S[15]來表達(dá),即
式中,uCPi,uCNi為上、下橋臂第i個子模塊電容電壓。
不接負(fù)載時(shí),設(shè)M和O點(diǎn)之間的電壓為uth。則
將圖4所示電路等效簡化,結(jié)構(gòu)如圖5所示。
圖5中,Lth=L//L=L/2,由基爾霍夫電壓定律得
圖5 A相簡化電路結(jié)構(gòu)Fig．5 Simplified structure for A phase
根據(jù)以上推導(dǎo)的數(shù)學(xué)公式,建立準(zhǔn)確的數(shù)學(xué)模型,即可得控制子模塊電容電壓穩(wěn)定的框圖(圖6)。
圖6 SM電容電壓穩(wěn)定控制流程Fig．6 Control flow chart for SM capacitor voltage
4 調(diào)制算法對比分析
目前MMC調(diào)制策略主要有階梯波脈寬調(diào)制技術(shù)、消除特定次諧波調(diào)制、移相多載波調(diào)制技術(shù)、開關(guān)頻率最優(yōu)化,空間矢量PWM等,上述調(diào)制方法均有可能因開關(guān)頻率過高而帶來較大的損耗,使功率器件的開關(guān)頻率潛能得不到充分發(fā)揮,尤其在多電平高壓變換電路中,該問題尤為嚴(yán)重,載波層疊調(diào)制技術(shù),在消除電壓諧波方面具有一定優(yōu)勢,同時(shí)通過提高等效開關(guān)頻率、減小系統(tǒng)損耗。目前,載波層疊調(diào)制分為：同相層疊(PD-PWM)、正負(fù)反向?qū)盈B(POD-PWM)、交替反向?qū)盈B(APOD-PWM),如圖7所示。
理論上任何時(shí)變波形都可以用式(11)所示的無限序列正弦波分量表示,其中第k次諧波分量的幅值Ck由傅里葉積分表示為式(12),利用雙重傅里葉變換得到諧波的統(tǒng)一表達(dá)式(13),式中第1項(xiàng)為直流分量,第2項(xiàng)為基波,第3項(xiàng)為載波諧波,第4項(xiàng)為載波邊帶諧波。
圖7 載波層疊調(diào)制技術(shù)分類Fig．7 Classification for carrier wave disposition modulation
經(jīng)過適當(dāng)數(shù)學(xué)變換,多電平多載波PWM控制法所得到的輸出電壓表達(dá)式都可由式(13)中的部分或全部諧波分量組成,因此從理論上可以得到任何多電平多載波PWM法的準(zhǔn)確式子,但實(shí)際推導(dǎo)過程十分復(fù)雜,很難得出相應(yīng)表達(dá)式,所以在研究多電平多載波調(diào)制方法中尋找最佳載波頻率時(shí),以理論為基礎(chǔ),通過仿真實(shí)驗(yàn)來得到相應(yīng)結(jié)果是較好的一個方式[16]。
經(jīng)實(shí)驗(yàn)研究,從消除諧波程度來看,POD-PWM的性能最好,PD-PWM次之,APOD-PWM效果最差。在Matlab-Simulink仿真環(huán)境下搭建三相七電平MMC逆變器模型,進(jìn)行仿真驗(yàn)證,模型參數(shù)見表1。
仿真結(jié)果如表2、圖8所示,在相同條件下,對比數(shù)據(jù),POD-PWM法輸出效果最佳,總諧波畸變率低,僅含有少量高次諧波,尤其是相電壓諧波含量最少。
表1 MMC仿真參數(shù)Table 1 Parameters of modulation for MMC
表2 3種調(diào)制方法輸出電壓、電流的THDTable 2 The THD data of output voltage and current for three different modulations%
圖8 POD-PWM法輸出電壓、電流波形分析Fig．8 The output voltage and current analysis for POD-PWM
圖9為子模塊電容電壓從啟動到穩(wěn)定的動態(tài)過程波形。換流器正常運(yùn)行時(shí),子模塊電容電壓在33．35 kV左右浮動,與理論計(jì)算值33．33 kV十分接近。仿真步長為50 μs,所以從啟動到子模塊電容電壓穩(wěn)定,只需60 ms左右,快速性突出。
圖9 SM電容電壓啟動波形Fig．9 Waveform for SM capacitor starting voltage
圖10是換流器正常運(yùn)行時(shí)子模塊電容電壓波形,由圖可知穩(wěn)定性良好。根據(jù)前面結(jié)論可知,從數(shù)學(xué)分析來看很難得出具體表達(dá)式,因此這里采用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證的方法針對POD-PWM做進(jìn)一步深入分析,研究在一定條件下采用頻率為多少的三角載波,可使輸出電壓諧波含量最少。設(shè)調(diào)制度為0．975,正弦調(diào)制波為工頻50 Hz,仿真結(jié)果見表3,可知當(dāng)三角載波頻率為8 017 Hz左右時(shí),輸出相電壓、線電流的THD最低。
圖10 SM電容電壓穩(wěn)定波形Fig．10 Stable waveform for SM capacitor voltage
表3 載波頻率與輸出電壓、電流的THDTable 3 Relationship between the carrier wave frequency and the THD for output wave
5 RT-Lab實(shí)驗(yàn)
RT-Lab半實(shí)物仿真平臺,是由加拿大Opal-RT Technologies公司推出的一套工業(yè)級的系統(tǒng)設(shè)備,如圖11所示,通過RT-Lab,工程師可以直接將利用Matlab-Simulink環(huán)境下建立的動態(tài)系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型應(yīng)用于實(shí)時(shí)仿真、控制、測試以及其他相關(guān)領(lǐng)域,是一種全新的基于模型的工程設(shè)計(jì)應(yīng)用平臺。工程師可以在一個平臺上實(shí)現(xiàn)工程項(xiàng)目的設(shè)計(jì),實(shí)時(shí)仿真,快速原型與硬件在回路測試的全套解決方案,可以在最短時(shí)間內(nèi)、用最少花費(fèi)達(dá)到驗(yàn)證工程的目的。以其作為上位機(jī)進(jìn)行控制,配合實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有的自主開發(fā)制作的MMC逆變器設(shè)備作為被控對象,可以實(shí)現(xiàn)多種算法開發(fā)研究。
圖11 RT-Lab半實(shí)物仿真平臺Fig．11 RT-Lab hardware in loop simulation
MMC逆變器的實(shí)際實(shí)驗(yàn)設(shè)備參數(shù)設(shè)置見表4,結(jié)合經(jīng)實(shí)驗(yàn)測試得出的最佳三角載波頻率,采用POD-PWM法,在RT-Lab中搭建三相七電平MMC逆變器的控制器,作為上位機(jī)對目標(biāo)設(shè)備MMC逆變電路進(jìn)行控制。
表4 MMC逆變器參數(shù)Table 4 Parameters for MMC inverter
圖12為輸出相電壓階梯波,經(jīng)過相應(yīng)比例縮減,用示波器測得逆變器實(shí)際輸出相電壓峰值在10 V左右。濾波處理后,輸出電壓如圖13上部所示,十分接近正弦波,下部為輸出相電壓中諧波分布情況,由圖中曲線可知,變換器輸出電壓諧波含量較少,電能質(zhì)量高。
6 結(jié) 語
圖12 輸出相電壓階梯波Fig．12 The output step waveform for phase voltage
圖13 濾波后輸出相電壓波形及諧波頻譜Fig．13 The phase voltage and harmonic waveform spectrum after filtering
將MMC結(jié)構(gòu)應(yīng)用到高壓變頻器中,概述了高壓變頻器拓?fù)浼肮ぷ鳈C(jī)制,以逆變側(cè)為分析對象,采用建模排序法控制電容電壓穩(wěn)定平衡,詳細(xì)對比研究了幾種不同調(diào)制算法的優(yōu)劣,證明了POD-PWM法的優(yōu)勢,并針對該調(diào)制方法找出其最佳三角載波頻率。最后,通過分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果,證明了控制算法可行,被控子模塊電容電壓穩(wěn)定,輸出電壓、電流畸變率低,諧波含量少,證明了POD-PWM與排序法電容電壓平衡控制相結(jié)合的控制策略的有效性。
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Control method and topology for high voltage frequency converter based on Modular Multilevel Converter
ZHENG Zheng,CUI Can,ZHANG Peng
(School of Electrical Engineering and Automation,Henan Polytechnic University,Jiaozuo 454000,China)
The fundamental concept of high voltage frequency converter based on Modular Multilevel Converter (MMC)was proposed．To investigate the inverter side,a mathematical model was built through the analysis of the topological structure and working mechanism of MMC．Subsequently the model was controlled by modeling sequencing method to achieve the goal of capacitor voltage stabilization and balancing．Through the comparisons with different methods,the advantage of carrier phase opposition disposition pulse width modulation(POD-PWM)was found．A simulation and experiment had been carried out using Matlab-simulink and Rt-Lab．The result shows that the converter works properly and the capacitor voltage is in a steady state．The output waveform contains few harmonic waves．Therefore the feasibility of POD-PWM and the voltage balancing control methods are verified by the experiment．The best frequency of triangle carrier wave is proposed herein．
high voltage frequency converter;Modular Multilevel Converter;modulation algorithms;voltage stabilization and balancing control;RT-Lab
TD611
A
0253-9993(2014)10-2128-06
2013-10-18 責(zé)任編輯：許書閣
國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61340015,51077125)
鄭 征(1965—),女,河南南陽人,教授。Tel：0391-3987556,E-mail：zhengzh@hpu．edu．cn
鄭 征,崔 燦,張 朋．基于模塊化多電平換流器的新型高壓變頻器拓?fù)浼捌淇刂芠J]．煤炭學(xué)報(bào),2014,39(10)：2128-2133．
10．13225/j．cnki．jccs．2013．1486
Zheng Zheng,Cui Can,Zhang Peng．Control method and topology for high voltage frequency converter based on Modular Multilevel Converter[J]．Journal of China Coal Society,2014,39(10)：2128-2133．doi：10．13225/j．cnki．jccs．2013．1486
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鄭 征,崔 燦,張 朋
(河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,河南焦作 454000)
基于模塊化多電平換流器的新型高壓變頻器拓?fù)浼捌淇刂?/p>
鄭 征,崔 燦,張 朋
(河南理工大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院,河南焦作 454000)
為使煤礦設(shè)備高效利用能源,達(dá)到節(jié)能減排的目的,提出了基于模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的新型高壓變頻器。概述了其基本結(jié)構(gòu),分析了MMC拓?fù)浼肮ぷ鳈C(jī)制。以逆變側(cè)為研究對象,建立MMC數(shù)學(xué)模型,采用建模排序法控制子模塊電容電壓穩(wěn)定平衡,通過與不同調(diào)制算法對比,載波正負(fù)反相層疊脈沖寬度調(diào)制技術(shù)(POD-PWM)的優(yōu)勢得以凸顯。以Matlab-Simulink及RT-Lab半實(shí)物仿真設(shè)備為實(shí)驗(yàn)平臺,搭建上位機(jī)控制器,實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示換流器運(yùn)行正常、電容電壓穩(wěn)定平衡,輸出電能質(zhì)量高,諧波含量小,證明了提出的載波正負(fù)反相層疊與電壓穩(wěn)定平衡控制相結(jié)合的控制策略的可行性,并得出了實(shí)驗(yàn)條件下的最佳三角載波頻率。
高壓變頻器;模塊化多電平換流器;調(diào)制算法;建模排序法電壓穩(wěn)定平衡控制;RT-Lab
隨著工業(yè)發(fā)展,能源矛盾日益突出,節(jié)能減排已成為我國基本國策。煤礦企業(yè)既是產(chǎn)能大戶,也是耗能大戶,礦用大型動力設(shè)備主要包括提升機(jī)、運(yùn)輸機(jī)、風(fēng)機(jī)、水泵等高壓大功率裝置。目前,傳統(tǒng)電壓源型交-直-交高壓變頻器,其拓?fù)錈o論是二極管箝位型結(jié)構(gòu)、飛跨電容型結(jié)構(gòu)、H級聯(lián)橋串聯(lián)結(jié)構(gòu)等,大都無法實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行,這種變頻器不能直接用于像礦用提升機(jī)等需要快速啟動、制動,頻繁正反轉(zhuǎn)的調(diào)速系統(tǒng),且制動能量無法直接回饋給電網(wǎng),不能達(dá)到節(jié)能的效果;同時(shí)還存在網(wǎng)側(cè)電流波形畸變嚴(yán)重,含有大量的低次諧波,形成電力公害等問題[1-6],一定程度上造成了煤礦生產(chǎn)成本的升高。
近些年,模塊化多電平變換器(modular multilevel converter,MMC)受到廣泛關(guān)注[7],它繼承了H橋級聯(lián)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢,通過功率單元的級聯(lián)實(shí)現(xiàn)多電平輸出。每個功率單元由一個兩電平橋臂構(gòu)成,且所有的電容處于懸浮狀態(tài),由于存在公共直流母線,可采用單一直流電壓而不需要多繞組變壓器[8],該換流器產(chǎn)生諧波少、開關(guān)損耗與畸變率低,在高壓直流輸電方向,已有2項(xiàng)工程投入運(yùn)行,分別是西門子公司承建的美國舊金山市Trans Bay Cable和我國電力科學(xué)研究院在上海建立的南匯風(fēng)電場柔性直流輸電工程[9];本文將此新型變換器應(yīng)用于煤礦設(shè)備,可以達(dá)到節(jié)能減排、高效利用能源的目的。
本文簡述了高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),基于MMC的高壓變頻器,整流側(cè)、逆變側(cè)采用完全相同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),因此工作機(jī)制相同。本文以逆變側(cè)為分析對象,建立換流器的開關(guān)函數(shù)模型,通過對各個子模塊電容電壓檢測、排序、充放電來實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡控制,同時(shí)采用建模法控制電容電壓的穩(wěn)定,并對比不同調(diào)制技術(shù)優(yōu)劣。最后在Matlab-Simulink及RT-Lab環(huán)境下建立模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證。
1 高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
該新型高壓變頻器,如圖1所示,變頻器在輸入端,通過基于MMC多電平整流模塊直接級聯(lián)的方式取消了傳統(tǒng)的移相式高壓變頻器的工頻變壓器,由于存在公共直流母線,通過對直流母線電壓的控制實(shí)現(xiàn)輸入輸出功率的變換。與H橋級聯(lián)式多電平變換器相比,大大簡化了電路結(jié)構(gòu),且使得故障檢測及控制變得簡單;其次,該高壓變頻器網(wǎng)側(cè)和負(fù)載側(cè)形成背靠背的對稱結(jié)構(gòu),均采用全控器件組成,因此,該變頻器通過逆變側(cè)為電機(jī)提供高質(zhì)量三相交流電源同時(shí),還能將再生電能通過整流測回饋電網(wǎng)。最后,由于MMC允許使用標(biāo)準(zhǔn)化元件,可以在采用相同器件的前提下向不同的功率和電壓等級擴(kuò)展,因此無需使用變壓器就可以應(yīng)用在礦用動力設(shè)備、高壓直流輸電、牽引供電等中高壓大功率場合。由此可見,基于MMC的高壓變頻器可以克服傳統(tǒng)的高壓變頻器所存在的問題,且其結(jié)構(gòu)應(yīng)用前景廣泛。
圖1 基于MMC的變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig．1 Topological structure for frequency converter based on MMC
2 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作機(jī)制
MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示,換流裝置由A,B,C三相組成,每一相分為上、下兩個橋臂,每個橋臂由N個完全相同的子模塊(Sub-Modular,SM)級聯(lián)而成。每個橋臂子模塊可以進(jìn)行有選擇的控制,從而可將其等效為一個可控理想電壓源,作為逆變器使用時(shí),通過控制每個橋臂子模塊導(dǎo)通狀態(tài),就可以在輸出端得到所需的正弦電壓。該換流器結(jié)構(gòu)簡單,能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運(yùn)行,彌補(bǔ)了傳統(tǒng)換流裝置的一些不足,輸出電能質(zhì)量高。
換流器正常運(yùn)行時(shí),任意時(shí)刻,每一相投入的子模塊總數(shù)為N,這樣既可產(chǎn)生具有N+1種電平的階梯波。隨著子模塊數(shù)目增加,多電平疊加產(chǎn)生的階梯波可逐漸逼近正弦波形式。電平數(shù)增加,主電路結(jié)構(gòu)也隨之改變,需增加開關(guān)管,但增多的僅是低壓低頻開關(guān)器件,減少開關(guān)損耗同時(shí),利用低壓器件進(jìn)行分壓,實(shí)現(xiàn)高壓大功率電能變換。
圖2 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig．2 Structural diagram of MMC topology
子模塊可分為上、下兩個橋臂,共有6種工作模式,可分為閉鎖、切出、投入3種工作狀態(tài),當(dāng)系統(tǒng)出現(xiàn)故障時(shí),子模塊兩個IGBT全部被關(guān)斷,處于閉鎖狀態(tài),正常工作時(shí)每個子模塊都處于投入或者切出狀態(tài),如圖3所示。
圖3 SM工作狀態(tài)Fig．3 Working states for SM
3 建模法MMC電容電壓穩(wěn)定控制
MMC系統(tǒng)采用相同子模塊級聯(lián)而成,所以三相運(yùn)行狀態(tài)完全相同,本文分析皆以圖4中A相7電平為例。子模塊電容電壓平衡、穩(wěn)定是MMC系統(tǒng)正常運(yùn)行前提,本文采用排序法控制電容電壓平衡[10],限于篇幅此處不再贅述。以此為基礎(chǔ)[11-14],下面進(jìn)行建模法電壓穩(wěn)定控制的詳細(xì)分析。
圖4 A相電路結(jié)構(gòu)Fig．4 Circuit structure for A phase
當(dāng)系統(tǒng)的子模塊投入運(yùn)行時(shí),子模塊的輸出電壓為并聯(lián)電容的電壓值UC;切出時(shí),子模塊輸出電壓為0,由此可將橋臂子模塊的數(shù)學(xué)模型用開關(guān)函數(shù)S[15]來表達(dá),即
式中,uCPi,uCNi為上、下橋臂第i個子模塊電容電壓。
不接負(fù)載時(shí),設(shè)M和O點(diǎn)之間的電壓為uth。則
將圖4所示電路等效簡化,結(jié)構(gòu)如圖5所示。
圖5中,Lth=L//L=L/2,由基爾霍夫電壓定律得
圖5 A相簡化電路結(jié)構(gòu)Fig．5 Simplified structure for A phase
根據(jù)以上推導(dǎo)的數(shù)學(xué)公式,建立準(zhǔn)確的數(shù)學(xué)模型,即可得控制子模塊電容電壓穩(wěn)定的框圖(圖6)。
圖6 SM電容電壓穩(wěn)定控制流程Fig．6 Control flow chart for SM capacitor voltage
4 調(diào)制算法對比分析
目前MMC調(diào)制策略主要有階梯波脈寬調(diào)制技術(shù)、消除特定次諧波調(diào)制、移相多載波調(diào)制技術(shù)、開關(guān)頻率最優(yōu)化,空間矢量PWM等,上述調(diào)制方法均有可能因開關(guān)頻率過高而帶來較大的損耗,使功率器件的開關(guān)頻率潛能得不到充分發(fā)揮,尤其在多電平高壓變換電路中,該問題尤為嚴(yán)重,載波層疊調(diào)制技術(shù),在消除電壓諧波方面具有一定優(yōu)勢,同時(shí)通過提高等效開關(guān)頻率、減小系統(tǒng)損耗。目前,載波層疊調(diào)制分為：同相層疊(PD-PWM)、正負(fù)反向?qū)盈B(POD-PWM)、交替反向?qū)盈B(APOD-PWM),如圖7所示。
理論上任何時(shí)變波形都可以用式(11)所示的無限序列正弦波分量表示,其中第k次諧波分量的幅值Ck由傅里葉積分表示為式(12),利用雙重傅里葉變換得到諧波的統(tǒng)一表達(dá)式(13),式中第1項(xiàng)為直流分量,第2項(xiàng)為基波,第3項(xiàng)為載波諧波,第4項(xiàng)為載波邊帶諧波。
圖7 載波層疊調(diào)制技術(shù)分類Fig．7 Classification for carrier wave disposition modulation
經(jīng)過適當(dāng)數(shù)學(xué)變換,多電平多載波PWM控制法所得到的輸出電壓表達(dá)式都可由式(13)中的部分或全部諧波分量組成,因此從理論上可以得到任何多電平多載波PWM法的準(zhǔn)確式子,但實(shí)際推導(dǎo)過程十分復(fù)雜,很難得出相應(yīng)表達(dá)式,所以在研究多電平多載波調(diào)制方法中尋找最佳載波頻率時(shí),以理論為基礎(chǔ),通過仿真實(shí)驗(yàn)來得到相應(yīng)結(jié)果是較好的一個方式[16]。
經(jīng)實(shí)驗(yàn)研究,從消除諧波程度來看,POD-PWM的性能最好,PD-PWM次之,APOD-PWM效果最差。在Matlab-Simulink仿真環(huán)境下搭建三相七電平MMC逆變器模型,進(jìn)行仿真驗(yàn)證,模型參數(shù)見表1。
仿真結(jié)果如表2、圖8所示,在相同條件下,對比數(shù)據(jù),POD-PWM法輸出效果最佳,總諧波畸變率低,僅含有少量高次諧波,尤其是相電壓諧波含量最少。
表1 MMC仿真參數(shù)Table 1 Parameters of modulation for MMC
表2 3種調(diào)制方法輸出電壓、電流的THDTable 2 The THD data of output voltage and current for three different modulations%
圖8 POD-PWM法輸出電壓、電流波形分析Fig．8 The output voltage and current analysis for POD-PWM
圖9為子模塊電容電壓從啟動到穩(wěn)定的動態(tài)過程波形。換流器正常運(yùn)行時(shí),子模塊電容電壓在33．35 kV左右浮動,與理論計(jì)算值33．33 kV十分接近。仿真步長為50 μs,所以從啟動到子模塊電容電壓穩(wěn)定,只需60 ms左右,快速性突出。
圖9 SM電容電壓啟動波形Fig．9 Waveform for SM capacitor starting voltage
圖10是換流器正常運(yùn)行時(shí)子模塊電容電壓波形,由圖可知穩(wěn)定性良好。根據(jù)前面結(jié)論可知,從數(shù)學(xué)分析來看很難得出具體表達(dá)式,因此這里采用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證的方法針對POD-PWM做進(jìn)一步深入分析,研究在一定條件下采用頻率為多少的三角載波,可使輸出電壓諧波含量最少。設(shè)調(diào)制度為0．975,正弦調(diào)制波為工頻50 Hz,仿真結(jié)果見表3,可知當(dāng)三角載波頻率為8 017 Hz左右時(shí),輸出相電壓、線電流的THD最低。
圖10 SM電容電壓穩(wěn)定波形Fig．10 Stable waveform for SM capacitor voltage
表3 載波頻率與輸出電壓、電流的THDTable 3 Relationship between the carrier wave frequency and the THD for output wave
5 RT-Lab實(shí)驗(yàn)
RT-Lab半實(shí)物仿真平臺,是由加拿大Opal-RT Technologies公司推出的一套工業(yè)級的系統(tǒng)設(shè)備,如圖11所示,通過RT-Lab,工程師可以直接將利用Matlab-Simulink環(huán)境下建立的動態(tài)系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型應(yīng)用于實(shí)時(shí)仿真、控制、測試以及其他相關(guān)領(lǐng)域,是一種全新的基于模型的工程設(shè)計(jì)應(yīng)用平臺。工程師可以在一個平臺上實(shí)現(xiàn)工程項(xiàng)目的設(shè)計(jì),實(shí)時(shí)仿真,快速原型與硬件在回路測試的全套解決方案,可以在最短時(shí)間內(nèi)、用最少花費(fèi)達(dá)到驗(yàn)證工程的目的。以其作為上位機(jī)進(jìn)行控制,配合實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有的自主開發(fā)制作的MMC逆變器設(shè)備作為被控對象,可以實(shí)現(xiàn)多種算法開發(fā)研究。
圖11 RT-Lab半實(shí)物仿真平臺Fig．11 RT-Lab hardware in loop simulation
MMC逆變器的實(shí)際實(shí)驗(yàn)設(shè)備參數(shù)設(shè)置見表4,結(jié)合經(jīng)實(shí)驗(yàn)測試得出的最佳三角載波頻率,采用POD-PWM法,在RT-Lab中搭建三相七電平MMC逆變器的控制器,作為上位機(jī)對目標(biāo)設(shè)備MMC逆變電路進(jìn)行控制。
表4 MMC逆變器參數(shù)Table 4 Parameters for MMC inverter
圖12為輸出相電壓階梯波,經(jīng)過相應(yīng)比例縮減,用示波器測得逆變器實(shí)際輸出相電壓峰值在10 V左右。濾波處理后,輸出電壓如圖13上部所示,十分接近正弦波,下部為輸出相電壓中諧波分布情況,由圖中曲線可知,變換器輸出電壓諧波含量較少,電能質(zhì)量高。
6 結(jié) 語
圖12 輸出相電壓階梯波Fig．12 The output step waveform for phase voltage
圖13 濾波后輸出相電壓波形及諧波頻譜Fig．13 The phase voltage and harmonic waveform spectrum after filtering
將MMC結(jié)構(gòu)應(yīng)用到高壓變頻器中,概述了高壓變頻器拓?fù)浼肮ぷ鳈C(jī)制,以逆變側(cè)為分析對象,采用建模排序法控制電容電壓穩(wěn)定平衡,詳細(xì)對比研究了幾種不同調(diào)制算法的優(yōu)劣,證明了POD-PWM法的優(yōu)勢,并針對該調(diào)制方法找出其最佳三角載波頻率。最后,通過分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果,證明了控制算法可行,被控子模塊電容電壓穩(wěn)定,輸出電壓、電流畸變率低,諧波含量少,證明了POD-PWM與排序法電容電壓平衡控制相結(jié)合的控制策略的有效性。
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Control method and topology for high voltage frequency converter based on Modular Multilevel Converter
ZHENG Zheng,CUI Can,ZHANG Peng
(School of Electrical Engineering and Automation,Henan Polytechnic University,Jiaozuo 454000,China)
The fundamental concept of high voltage frequency converter based on Modular Multilevel Converter (MMC)was proposed．To investigate the inverter side,a mathematical model was built through the analysis of the topological structure and working mechanism of MMC．Subsequently the model was controlled by modeling sequencing method to achieve the goal of capacitor voltage stabilization and balancing．Through the comparisons with different methods,the advantage of carrier phase opposition disposition pulse width modulation(POD-PWM)was found．A simulation and experiment had been carried out using Matlab-simulink and Rt-Lab．The result shows that the converter works properly and the capacitor voltage is in a steady state．The output waveform contains few harmonic waves．Therefore the feasibility of POD-PWM and the voltage balancing control methods are verified by the experiment．The best frequency of triangle carrier wave is proposed herein．
high voltage frequency converter;Modular Multilevel Converter;modulation algorithms;voltage stabilization and balancing control;RT-Lab
TD611
A
0253-9993(2014)10-2128-06
2013-10-18 責(zé)任編輯：許書閣
國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61340015,51077125)
鄭 征(1965—),女,河南南陽人,教授。Tel：0391-3987556,E-mail：zhengzh@hpu．edu．cn
鄭 征,崔 燦,張 朋．基于模塊化多電平換流器的新型高壓變頻器拓?fù)浼捌淇刂芠J]．煤炭學(xué)報(bào),2014,39(10)：2128-2133．
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Zheng Zheng,Cui Can,Zhang Peng．Control method and topology for high voltage frequency converter based on Modular Multilevel Converter[J]．Journal of China Coal Society,2014,39(10)：2128-2133．doi：10．13225/j．cnki．jccs．2013．1486
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