范學(xué)鑫，馬偉明，謝 楨，肖 飛，紀(jì) 鋒

(海軍工程大學(xué) 艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室，湖北 武漢 430033)

直流變換器模式快速識別PI自適應(yīng)控制策略

范學(xué)鑫，馬偉明，謝 楨，肖 飛，紀(jì) 鋒

(海軍工程大學(xué) 艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室，湖北 武漢 430033)

針對三電平H橋直流變換器在傳統(tǒng)的PI控制下，受到電流連續(xù)模式和電流斷續(xù)模式切換大擾動時動態(tài)性能較差的問題，提出一種新穎的模式快速識別PI自適應(yīng)非線性控制策略。采用狀態(tài)空間平均法和開關(guān)網(wǎng)絡(luò)平均法，建立變換器在2種模式下的數(shù)學(xué)模型，并設(shè)計了數(shù)字控制器?？刂破饔行崛×穗姼须妷禾卣鳎茉谝粋€開關(guān)周期內(nèi)對模式進(jìn)行快速識別，克服依據(jù)電感電流檢測模式速度慢且準(zhǔn)確性不高的問題，從而根據(jù)模式實時改變PI參數(shù)以實現(xiàn)最佳的動態(tài)性能。將新型控制策略和傳統(tǒng)PI控制進(jìn)行對比實驗研究。實驗結(jié)果表明，變換器在突加50%負(fù)載工況后，采用新型控制的輸出電壓最大跌落較傳統(tǒng)控制降低25.2%，從而驗證了該新型控制策略的可行性和有效性。

三電平H橋；電流連續(xù)模式；電流斷續(xù)模式；自適應(yīng)控制

0 引 言

由于多電平拓?fù)淠軌蚪鉀Q開關(guān)管功率和耐壓的約束，故可以用于實現(xiàn)高壓大功率電能變換裝置，目前已廣泛運用于中高壓大功率交流傳動及高壓直流輸電等領(lǐng)域[1-2]。為實現(xiàn)中壓直流電網(wǎng)至低壓直流電網(wǎng)的能量傳送，本文提出一種帶隔離的三電平H橋直流變換器方案。針對工頻下隔離變壓器體積重量較大的問題，變換器采用PWM移相控制，以提高變換器工作頻率，減小變壓器體積重量。本文在H橋輸出電壓諧波分析的基礎(chǔ)上設(shè)計變換器的靜態(tài)工作點，并建立電流連續(xù)模式(CCM)和電流斷續(xù)模式(DCM)下的數(shù)學(xué)模型，仿真計算結(jié)果表明在不同模式下變換器的動態(tài)性能差異較大，傳統(tǒng)的PI控制方案難以滿足變換器全負(fù)載范圍內(nèi)的較好動態(tài)性能，需要尋找更優(yōu)的控制策略。

目前，對直流變換器控制策略的研究多集中于一種工作模式設(shè)計控制器[3-5]，沒有考慮模式切換所引起的擾動。而針對全模式工況，則以非線性控制策略為主，例如滑膜控制器[6]、單周期非線性控制器[7]及基于反饋線性化設(shè)計的非線性控制器[8-9]。以上均存在計算量較大，難以用于工程實踐的問題。大部分全工作模式控制器需檢測模式狀態(tài)，一般采用檢測電感電流過零點或者電感電流峰值的方法[10]。而無傳感器的模式識別策略也有文獻(xiàn)提出[11]，但其準(zhǔn)確率存在限制。

在總結(jié)前述直流變換器控制策略研究的基礎(chǔ)上，提出一種基于CCM/DCM模式快速識別的PI自適應(yīng)非線性控制策略。相比于傳統(tǒng)PI控制方法。該控制策略的基本思路是基于電感電壓特征，對系統(tǒng)工作模式快速辨識。然后根據(jù)模式變化實時調(diào)整控制器參數(shù)以達(dá)到最佳的控制性能。最后通過實驗驗證該控制策略的可行性和有效性。

1 三電平H橋直流變換器

三電平H橋直流變換器的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。輸入直流電壓為Ud，P點為直流源正極，N點為直流源負(fù)極，O點為中點，輸出直流電壓為uo，前端Cd1和Cd2為直流分壓電容，容值相等，其后為二極管鉗位三電平H橋結(jié)構(gòu)，G1-G8為IGBT，D1-D8為反并聯(lián)二極管，Dc1-Dc4為鉗位二極管，Dr1-Dr4為整流二極管，L1為和L2濾波電感，Co為濾波電容，輸出直流電流為io。H橋輸出通過中頻變壓器降壓后，由不控整流橋整流并經(jīng)LCL濾波器濾波輸出到下級電網(wǎng)。

中點鉗位三電平H橋輸出電壓uT1的波形如圖2所示。其中基準(zhǔn)橋臂電壓為uao，滯后橋臂電壓為ubo，α為移相角，θ為導(dǎo)通角，γ為鉗位角(γ=π-θ)，開關(guān)頻率為fS，角頻率為ωS，開關(guān)周期為TS。γ，α和θ記為占空比的形式為dγ=γ/2π，dα=α/2π和dθ=θ/2π。

變換器在實際工作過程中要求uT1的基波幅值較大，且THD盡可能小，這樣有利于將能量通過脈沖變壓器傳送到后端不控整流橋。因此在諧波分析的基礎(chǔ)上可確定系統(tǒng)靜態(tài)工作點為：dθ=0.42，dα=0.348。

圖1 三電平H橋直流變換器的主電路拓?fù)銯ig.1 The topology of the three-level H-bridge converter

圖2 三電平H橋移相PWM調(diào)制下輸出電壓波形Fig.2 The voltage waves of three-level H-bridge with phase-shift control

2 CCM/DCM模式下變換器數(shù)學(xué)模型

1)模型假設(shè)

建模前假設(shè)：系統(tǒng)在靜態(tài)工作點附近穩(wěn)定運行；功率管等效為理想開關(guān)；L2主要影響系統(tǒng)的高頻特性，對系統(tǒng)動態(tài)過程建?？珊雎云溆绊??；诩僭O(shè)，可得到變換器的簡化電路模型如圖3所示，其中變壓器原邊漏感為Lr，變壓器勵磁電感為Lm，變壓器變比為NT，濾波電感電流記為iL，濾波電感電壓記為uL，變壓器原邊電流記為iLr。

圖3 變換器簡化電路模型Fig.3 The simplified circuit model of the converter

2)CCM模式下變換器數(shù)學(xué)模型

基于CCM下系統(tǒng)模態(tài)分析，由狀態(tài)空間平均法可得系統(tǒng)的狀態(tài)空間平均方程為：

TS。

(1)

(2)

采用擾動法求解小信號模型為：

(3)

其中狀態(tài)矩陣、輸入和輸出矩陣分別為：

(4)

小信號模型框圖如圖4所示。

圖4 小信號模型系統(tǒng)框圖(CCM)Fig.4 The chart of the small signal model(CCM)

3)DCM模式下變換器數(shù)學(xué)模型

基于DCM下系統(tǒng)模態(tài)分析，由開關(guān)網(wǎng)絡(luò)平均法可得DCM模式下小信號模型為：

(5)

其中r2和k2為模型參數(shù)，根據(jù)負(fù)載輕重不同，DCM模式又可以分為DCM1模式和DCM2模式，具體的模型參數(shù)解析表達(dá)式為：

(6)

式(6)中dδ的表達(dá)式為：

(7)

小信號模型框圖如圖5所示。

圖5 小信號模型系統(tǒng)框圖(DCM)Fig.5 The chart of the small signal model(DCM)

4)數(shù)學(xué)模型特性分析與驗證

為了分析變換器的動態(tài)特性和驗證小信號模型的正確性，基于仿真平臺Matlab/Simulink進(jìn)行仿真研究。電路參數(shù)設(shè)為：Ud=4 000 V，Uo=710 V，Ts=1 ms，L1=250 μH，Co=5 mF，L2=50 μH，Lm=127.3 mH，Lr=51 μH，NT=0.263，dθ=0.42，dα=0.348。分別取R=9.601 4 Ω(7%負(fù)載，DCM模式)，和R=0.672 1 Ω(100%負(fù)載，CCM模式)。

將電路參數(shù)代入仿真模型和數(shù)學(xué)模型，若仿真電路仿真計算得到的計算結(jié)果與數(shù)學(xué)模型計算得到的計算結(jié)果吻合，則驗證了小信號數(shù)學(xué)模型的正確性。對比仿真模型和數(shù)學(xué)模型的動態(tài)計算結(jié)果如圖6所示。 圖6(a)中，t=0.08 s時刻，移相占空比dα突加10%擾動，圖中所示輸出電壓uo的變化反映出CCM模式下小信號模型的動態(tài)響應(yīng)和仿真模型的動態(tài)響應(yīng)基本吻合；圖6(b)中，t=0.1 s時刻，dα突加10%擾動后uo的動態(tài)反映出DCM模式下小信號模型的正確性。

圖6 不同模式下小信號模型的驗證Fig.6 The verify of the small-signal models by simulation

如圖6所示及前述建模過程分析，變換器在CCM和DCM工作模式時的動態(tài)性能差別較大，CCM模式時的系統(tǒng)阻尼明顯小于DCM模式?；谄渲腥魏我环N模式設(shè)計的電流電壓雙閉環(huán)PI控制器都可能在另外一種工作模式下得不到較好的動態(tài)性能。即基于傳統(tǒng)方法設(shè)計的控制系統(tǒng)應(yīng)對模式切換這種大擾動時控制性能較差。

3 PI自適應(yīng)非線性控制策略

若能快速檢測出系統(tǒng)處于何種工作模式，則可以通過實時調(diào)整控制器參數(shù)來適應(yīng)系統(tǒng)的動態(tài)擾動，所以提出一種基于CCM和DCM模式快速檢測的PI自適應(yīng)控制器。

根據(jù)移相PWM調(diào)制原理和變換器的工作原理，可以設(shè)計控制器框圖如圖7所示?？刂破饕噪妷弘娏麟p閉環(huán)PI控制為基礎(chǔ)，輸入電壓參考指令為Uoref?？紤]到變換器可能需要并聯(lián)運行，采用輸出阻抗法均分負(fù)載，設(shè)調(diào)差系數(shù)為KI，io經(jīng)過下垂特性調(diào)整后，與Uoref相減得到最終電壓指令值，再與輸出電壓uo比較，送入電壓環(huán)PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器運算，得到電感電流指令值ILref。ILref與iL比較后送入電流環(huán)PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器運算，運算結(jié)果送入限流控制器。限流控制器的主要功能是利用滯環(huán)控制實現(xiàn)短路限流，限流控制器輸出移相控制信號dα，經(jīng)過移相PWM調(diào)制器得到脈沖控制信號。其中電壓電流環(huán)PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器的PI參數(shù)是根據(jù)CCM/DCM模式檢測來實時調(diào)整的。

圖7 模式快速識別PI自適應(yīng)非線性控制策略框圖Fig.7 The chart of Mode fast identification PI adaptive control method

4 基于電感電壓特征的模式快速辨識方法

要實現(xiàn)上述控制器功能，其關(guān)鍵在于能夠?qū)崿F(xiàn)對CCM和DCM模式的快速識別，目前文獻(xiàn)中提出的方法中多數(shù)是基于檢測電感電流過零點，但實際工程中，由于傳感器存在零偏，尤其是在較大電流等級的傳感器，在小電流條件下誤差很大，幾乎不能采樣到電感電流過零點，同時比較電路也存在一定的誤差，加上采樣誤差等因素，出現(xiàn)誤檢測的概率很大。因此提出一種基于電感電壓特征快速識別CCM/DCM工作模式的檢測方案，模式判別流程如圖8所示，具體原理如圖9所示，其中ur所示為整流橋輸出。

當(dāng)DCM模式切換至CCM模式時，電感電流由斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù)，過零點消失，同時電感電壓的變化也存在明顯特征，即電感電壓最高電平持續(xù)時間明顯較CCM模式減少，而CCM模式下最高電平持續(xù)時間是固定的，具體如圖9中uL所示。利用這一特性，可設(shè)計如圖9所示的檢測電路，該檢測電路主要由外圍比較電路和FPGA構(gòu)成。其中比較電路將電感電壓采樣信號和零比較后得到的Cp_uL信號送入FPGA，F(xiàn)PGA根據(jù)同步時鐘信號和PWMsyn同步邏輯信號對比較電路輸出信號進(jìn)行計時，根據(jù)計時長短判斷出工作模式，輸出Mod信號。

若只考慮穩(wěn)態(tài)，則Mod信號已能夠表征系統(tǒng)的工作模態(tài)，但是當(dāng)系統(tǒng)受到諸如突加負(fù)載等大擾動時，Mod信號可能會發(fā)生連續(xù)變化，若Mod信號連續(xù)變化次數(shù)過多則可能導(dǎo)致系統(tǒng)輸出振蕩失穩(wěn)。基于此考慮，在Mod信號生成后，送入模式信號多數(shù)表決強(qiáng)制穩(wěn)定模塊，進(jìn)行模式信號的強(qiáng)制穩(wěn)定，最終得到的Mode信號即為送出FPGA的模式信號。

圖8 基于電感電壓特性模式判斷流程圖Fig.8 The flow scheme of mode identification based on inductance voltage

圖9 基于電感電壓特性的模式快速識別示意圖Fig.9 The sketch of CCM/DCM fast identification based on inductance voltage

5 實驗驗證

為了驗證前述對變換器工作原理的分析，以及基于CCM/DCM模式快速識別的PI自適應(yīng)非線性控制策略的有效性，搭建原理樣機(jī)實驗平臺進(jìn)行實驗。實驗原理樣機(jī)采用RTLAB實時仿真系統(tǒng)和FPGA作為控制算法實現(xiàn)的主體，RTALB是一種國際上比較流行的實時仿真工具，可以構(gòu)建速控制原型(RCP)，將控制器與實際的控制對象構(gòu)成閉環(huán)回路對控制算法進(jìn)行驗證[12-14]。

具體的實驗樣機(jī)參數(shù)為：Ud=500 V，Uo=166 V，Ts=1 ms，L1=2 mH，Co=420 μF，L2=0.4 mH，Lm=0.277 33 H，Lr=85 μH，NT=0.5。

圖10所示為傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制和基于CCM/DCM模式快速識別的PI自適應(yīng)非線性控制的動態(tài)性能對比，其中通道C1為輸出電壓uo波形(100 V/div)，通道C2為Mode信號(0.5 V/div)，通道C3為電感電壓uL波形(100 V/div)，通道C4為PWMsyn信號(0.2 V/div)。圖10為突加5.17 Ω負(fù)載(50%負(fù)載)時系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，從Mode信號變化可看出，基于電感電壓特征的模式檢測準(zhǔn)確且速度較快。對比圖10(a)和圖10(b)中輸出電壓波形可得，采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI控制，輸出電壓最大跌落為123 V，而采用本文提出的控制方法，則輸出電壓最大跌落為92 V，性能明顯優(yōu)化。圖11所示為突加0.2838 Ω短路電阻時的短路限流控制波形，其中通道C1為輸出電壓uo(50 V/div)，通道C3為移相控制輸出dα(0.25/div)，通道F1為輸出電流io(134 A/div)，從io波形可看出系統(tǒng)的短路限流控制功能得到驗證。

圖10 控制策略的實驗驗證(空載至50%負(fù)載)Fig.10 The verification of the control method by prototype (no load to 50% load)

圖11 控制策略的實驗驗證(短路限流)Fig.11 The verification of the control method by prototype (current limited when short circuit)

6 結(jié) 語

本文分析一種帶隔離的三電平H橋直流變換器，通過對變換器數(shù)學(xué)模型研究發(fā)現(xiàn)其在不同工作模式下的動態(tài)性能差異較大，因此提出一種基于CCM/DCM模式快速識別的PI自適應(yīng)非線性控制策略，通過實驗驗證，可得到以下結(jié)論：

1)本文提出的基于電感電壓特征快速識別CCM/DCM工作模式的方案，具有檢測快速，易于實現(xiàn)，外圍電路簡單，抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)點，而且易于推廣到其他需要進(jìn)行模式辨識的場合，例如兩電平直流電路，有源濾波電路等。

2)本文提出的基于模式快速識別的PI自適應(yīng)控制策略較之傳統(tǒng)PI控制策略具有更優(yōu)的控制性能，而且易于推廣到其他需要全模式運行的直流變換器。

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Mode fast identification PI adaptive control strategy for DC/DC converter

FAN Xue-xin，MA Wei-ming，XIE Zhen，XIAO Fei，JI Feng

(National Key Laboratory for Vessel Integrated Power System Technology,Naval University of Engineering,Wuhan 430033,China)

The good dynamic performance can be hardly reached with traditional PI controller when the three-level H-bridge DC/DC converter meets the large disturbance of the changing between Continuous Conduction Mode(CCM) and Discontinuous Conduction Mode(DCM). Aiming at it, a new PI adaptive non-linear control strategy based on mode fast identification had been proposed. The small signal models had been built in CCM and DCM with average state space method and average switched network method, and the controller was designed. The controller extracted the mode characters from the inductance voltage, and sent the mode information in less than a switching period. The mode identification method was much faster and more correctness than the method based on the inductance current. Therefore, the PI parameters could be instantaneous changed by mode signal to achieve the best dynamic property. The experiment results show that the new controller has the better performance compare to the conventional one. And the output voltage droop reduce 25.2% compare to the common PI controller. So, the operation principle and analyze result of the control strategy is verified at last.

three-level h-bridge;continuous conduction mode;discontinuous conduction mode;adaptive control

2013-05-31；

2013-06-20

國家自然科學(xué)基金資助項目(50977090, 51277178)

范學(xué)鑫(1977-)，男，博士，研究方向為電力系統(tǒng)分析與控制。

TM46

A

1672-7649(2014)03-0007-06

10.3404/j.issn.1672-7649.2014.03.002