陳艷杰，曹 威，張士杰

（1.商丘工學(xué)院信息與電子工程學(xué)院，河南 商丘 476000；2.商丘工學(xué)院機(jī)械工程學(xué)院，河南 商丘 476000；3.解放軍91292部隊(duì)，河北 保定 074000）

疊加導(dǎo)頻的放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)時(shí)變信道估計(jì)方法

陳艷杰1，曹 威2，張士杰3

（1.商丘工學(xué)院信息與電子工程學(xué)院，河南 商丘 476000；2.商丘工學(xué)院機(jī)械工程學(xué)院，河南 商丘 476000；3.解放軍91292部隊(duì)，河北 保定 074000）

在基于正交頻分復(fù)用技術(shù)的放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)中，針對(duì)整體中繼信道估計(jì)（S-R-D）輔助導(dǎo)頻占用額外帶寬使帶寬利用率低的缺點(diǎn)以及傳統(tǒng)疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)性能不高的缺點(diǎn)，提出了一種新的對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案。在不增加導(dǎo)頻數(shù)量的前提下，將疊加導(dǎo)頻的位置由傳統(tǒng)的塊狀疊加變?yōu)閷?duì)角疊加后，信道估計(jì)性能優(yōu)于傳統(tǒng)疊加導(dǎo)頻方案和輔助導(dǎo)頻方案，且與理想信道估計(jì)性能接近。仿真結(jié)果表明：和傳統(tǒng)方法相比，采用對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案不僅提高了信道估計(jì)精度和帶寬利用率，而且可以較好地跟蹤信道的變化。

正交頻分復(fù)用，協(xié)作通信，信道估計(jì)，輔助導(dǎo)頻，疊加導(dǎo)頻

0 引言

在無(wú)線通信系統(tǒng)中，無(wú)線信道固有的衰落特性會(huì)導(dǎo)致信號(hào)質(zhì)量嚴(yán)重下降。為了對(duì)抗無(wú)線信道的衰落，提高系統(tǒng)的傳輸可靠性，在無(wú)線通信系統(tǒng)中廣泛使用分集技術(shù)。多輸入多輸出（MIMO）系統(tǒng)通過(guò)在發(fā)送端或接收端配置多根天線，可以實(shí)現(xiàn)空間分集，并且可以有效地提高系統(tǒng)的頻譜效率和數(shù)據(jù)傳輸速率，然而，在實(shí)際的通信系統(tǒng)中，對(duì)于移動(dòng)終端，由于體積、重量、功耗以及成本等方面的限制，在其上配置多根天線難以實(shí)現(xiàn)［1］。針對(duì)這個(gè)問(wèn)題，提出了基于協(xié)作通信的空間分集技術(shù)［2-4］。協(xié)作通信系統(tǒng)可以在不增加硬件設(shè)備的前提下，利用分布在空間不同位置的、分屬于不同終端的天線相互協(xié)作，在空間上形成虛擬天線陣列，并獲得一定的分集增益，因此，近幾年來(lái)協(xié)作通信技術(shù)受到了眾多研究者的青睞。

目前，協(xié)作通信主要有兩種不同的協(xié)作方式［5-6］：放大轉(zhuǎn)發(fā)方式（AF，Amplifyand Forward）和譯碼轉(zhuǎn)發(fā)方式（DF，Decode and Forward），前者中繼節(jié)點(diǎn)將接收的源節(jié)點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行簡(jiǎn)單的放大處理后轉(zhuǎn)發(fā)，后者中繼節(jié)點(diǎn)將接收的源節(jié)點(diǎn)信號(hào)先譯碼再重新編碼后轉(zhuǎn)發(fā)。文中轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)議采用實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較低的放大轉(zhuǎn)發(fā)（AF，amplify-and-forward）方式。而信道估計(jì)是中繼協(xié)作系統(tǒng)中必不可少的技術(shù)之一，它是相干檢測(cè)、鏈路自適應(yīng)、無(wú)線資源調(diào)度與分配等技術(shù)的前提。中繼節(jié)點(diǎn)的引入不僅增加了需要估計(jì)的無(wú)線信道數(shù)量，還使無(wú)線信道的特性發(fā)生改變，這給信道估計(jì)技術(shù)帶來(lái)了新的挑戰(zhàn)。文獻(xiàn)［5-6］均是在平坦衰落信道下，研究了放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)中基于導(dǎo)頻輔助的最小二乘和線性最小均方誤差估計(jì)算法。如何將現(xiàn)有協(xié)作通信系統(tǒng)平坦衰落信道估計(jì)的研究移植到頻率選擇性信道中，針對(duì)這一問(wèn)題，文獻(xiàn)［7］將傳統(tǒng)的點(diǎn)對(duì)點(diǎn)OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)進(jìn)行了改進(jìn)運(yùn)用到了單中繼協(xié)作通信系統(tǒng)中。文獻(xiàn)［8］在頻率選擇性信道下，提出了基于輔助導(dǎo)頻的單中繼多中繼協(xié)作通信系統(tǒng)頻域信道估計(jì)算法。文獻(xiàn)［9］針對(duì)時(shí)變AF協(xié)作系統(tǒng)下的噪聲傳播和時(shí)變特性累計(jì)問(wèn)題，提出了一種新的中繼轉(zhuǎn)發(fā)方式——均衡轉(zhuǎn)發(fā)，這種轉(zhuǎn)發(fā)方式雖然比較適應(yīng)時(shí)變的信道環(huán)境，但是由于在中繼處增加了信道估計(jì)和信道均衡，大大增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度。疊加導(dǎo)頻作為一種新的導(dǎo)頻配置方式，具有不占用額外帶寬，接收端發(fā)送效率高的優(yōu)點(diǎn)，但是傳統(tǒng)的塊狀疊加導(dǎo)頻方案信道估計(jì)性能不高［10］。文獻(xiàn)［11］針對(duì)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)超寬帶系統(tǒng)提出了將輔助導(dǎo)頻與傳統(tǒng)塊狀疊加導(dǎo)頻相結(jié)合的復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)方法，是一種帶寬利用率和估計(jì)精度折中的估計(jì)算法，帶寬利用率和估計(jì)精度都有待提高。如何將帶寬效率高的疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)方案運(yùn)用到協(xié)作通信信道估計(jì)中，針對(duì)這一問(wèn)題，文獻(xiàn)［12］在源節(jié)點(diǎn)處疊加導(dǎo)頻，得到了單跳及多跳中繼協(xié)作系統(tǒng)的疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)。文獻(xiàn)［13］針對(duì)典型的三節(jié)點(diǎn)單中繼協(xié)作通信系統(tǒng)提出了在中繼節(jié)點(diǎn)上疊加導(dǎo)頻的分段信道估計(jì)。在文獻(xiàn)［13］的基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)［14］將基于疊加導(dǎo)頻的單中繼協(xié)作通信系統(tǒng)分段信道估計(jì)擴(kuò)展到了多中繼協(xié)作通信系統(tǒng)中，在每個(gè)中繼節(jié)點(diǎn)上疊加相應(yīng)導(dǎo)頻實(shí)現(xiàn)多中繼協(xié)作通信系統(tǒng)的分段信道估計(jì)。

在以上研究的基礎(chǔ)上，本文提出了一種新的對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)方案，此方案將疊加導(dǎo)頻的位置由傳統(tǒng)的塊狀疊加變?yōu)閷?duì)角疊加。對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案由于在每個(gè)OFDM符號(hào)上都疊加有導(dǎo)頻信號(hào)，所以能很好地跟蹤時(shí)變信道，相比于傳統(tǒng)塊狀疊加導(dǎo)頻方案，對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)方案在不減少帶寬利用率的前提下，估計(jì)性能有很大改善；相比于輔助導(dǎo)頻方案，對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案在帶寬利用率和信道估計(jì)性能方面都有著很大優(yōu)勢(shì)。因此，對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)方案是放大轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)變協(xié)作通信系統(tǒng)信道估計(jì)中較理想的方案。

1 協(xié)作通信系統(tǒng)模型

本文采用的協(xié)作通信系統(tǒng)模型［7］，如圖1所示。圖中的協(xié)作通信系統(tǒng)中包括3個(gè)單天線終端，即源節(jié)點(diǎn)S、中繼節(jié)點(diǎn)R以及目的節(jié)點(diǎn)D，且不能同時(shí)接收和發(fā)送信號(hào)。協(xié)作通信系統(tǒng)的傳輸過(guò)程一般可分為兩個(gè)階段。在第1階段，源節(jié)點(diǎn)S以廣播形式發(fā)送數(shù)據(jù)，中繼節(jié)點(diǎn)R和目的節(jié)點(diǎn)D接收該數(shù)據(jù)；在第2階段，中繼節(jié)點(diǎn)R對(duì)接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行簡(jiǎn)單的功率放大處理并通過(guò)中繼信道向目的節(jié)點(diǎn)轉(zhuǎn)發(fā)放大后的數(shù)據(jù)。

圖1 協(xié)作通信系統(tǒng)模型

如圖2所示，在基于OFDM的AF協(xié)作通信系統(tǒng)中，源節(jié)點(diǎn)將隨機(jī)產(chǎn)生的數(shù)據(jù)符號(hào)串并變換后，經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制，加上相應(yīng)的導(dǎo)頻符號(hào)發(fā)送出去。首先將輸入數(shù)據(jù)符號(hào)經(jīng)過(guò)IFFT變換成時(shí)域符號(hào)。為了消除符號(hào)間干擾（Inter Symbol Interference，ISI），需要在該時(shí)域符號(hào)前加入長(zhǎng)度大于信道長(zhǎng)度的循環(huán)前綴（Circle Prefix，CP），然后將其送入帶有加性高斯白噪聲的SR信道，中繼節(jié)點(diǎn)對(duì)接收的源節(jié)點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行放大，再將放大后的接收信號(hào)送入帶有加性高斯白噪聲的RD信道，目的節(jié)點(diǎn)接收到時(shí)域OFDM符號(hào)后，去除循環(huán)前綴，通過(guò)FFT變換，得到輸出數(shù)據(jù)的頻域符號(hào)。目的節(jié)點(diǎn)在接收到經(jīng)歷獨(dú)立信道衰落的數(shù)據(jù)后，根據(jù)信道估計(jì)的結(jié)果，對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)償，最終得到源節(jié)點(diǎn)發(fā)送的原始數(shù)據(jù)。

圖2 放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)中數(shù)據(jù)的發(fā)送與接收

假設(shè)協(xié)作通信系統(tǒng)各終端之間的信道相互獨(dú)立且均為時(shí)變多徑瑞利衰落信道。結(jié)合放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)模型及其數(shù)據(jù)的發(fā)送與接收過(guò)程，在廣播階段，中繼節(jié)點(diǎn)對(duì)收到的源節(jié)點(diǎn)信號(hào)去CP處理后的頻域表示為：

X為經(jīng)過(guò)功率歸一化的源節(jié)點(diǎn)發(fā)送數(shù)據(jù)的頻域表示，Yr為廣播階段時(shí)中繼節(jié)點(diǎn)接收的頻域數(shù)據(jù)，Hsr為源節(jié)點(diǎn)到中繼節(jié)點(diǎn)的頻域信道衰落系數(shù)，Vr為中繼節(jié)點(diǎn)接收信號(hào)時(shí)的噪聲，服從均值為0、方差為σv2的高斯分布。

在協(xié)作階段，目的節(jié)點(diǎn)接收到的信號(hào)去CP處理后的頻域表示為：

其中，Yd為協(xié)作階段時(shí)目的節(jié)點(diǎn)接收的頻域數(shù)據(jù)，Hrd為中繼節(jié)點(diǎn)到目的節(jié)點(diǎn)的頻域信道衰落系數(shù)，Vd為中繼節(jié)點(diǎn)接收信號(hào)時(shí)的均值為0、方差為σv2的高斯白噪聲。α為中繼節(jié)點(diǎn)的放大轉(zhuǎn)發(fā)系數(shù)。影響目的節(jié)點(diǎn)的總噪聲為Vt，其方差為。

2 信道估計(jì)算法

由于在AF協(xié)作模式下，中繼節(jié)點(diǎn)僅負(fù)責(zé)放大轉(zhuǎn)發(fā)源節(jié)點(diǎn)的信號(hào)，所以信道估計(jì)完全由目的節(jié)點(diǎn)完成，只需要將SR信道和RD信道看作一個(gè)整體進(jìn)行信道估計(jì)，即僅在目的節(jié)點(diǎn)上根據(jù)導(dǎo)頻符號(hào)估計(jì)S-R-D整體信道。在進(jìn)行信道估計(jì)時(shí)α作為信道估計(jì)的一部分，等效信道頻率響應(yīng)記為Hsrd=αHsrHrd，則式（2）可簡(jiǎn)化為：Yd=XHsrd+Vt。因?yàn)樵垂?jié)點(diǎn)至目的節(jié)點(diǎn)的直接鏈路信道（SD）的衰落系數(shù)可以由目的節(jié)點(diǎn)通過(guò)傳統(tǒng)的點(diǎn)到點(diǎn)OFDM信道估計(jì)方法得到，所以本文不對(duì)SD信道估計(jì)做過(guò)多研究，而是重點(diǎn)研究協(xié)作通信系統(tǒng)SRD整體信道估計(jì)。下面對(duì)AF協(xié)作通信系統(tǒng)中不同導(dǎo)頻方案下的SRD整體信道估計(jì)算法進(jìn)行詳細(xì)闡述。

2.1 輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)算法

其中，Xs為經(jīng)過(guò)功率歸一化的發(fā)送數(shù)據(jù)信號(hào)，N為OFDM個(gè)數(shù)，K為子載波個(gè)數(shù)。輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)算法［8］的具體過(guò)程如下：

圖3 輔助導(dǎo)頻方案

2.1.1 導(dǎo)頻插入過(guò)程

按照?qǐng)D3所示輔助導(dǎo)頻方案，將塊狀導(dǎo)頻按導(dǎo)頻間隔插入到OFDM符號(hào)前，導(dǎo)頻符號(hào)和數(shù)據(jù)符號(hào)均以數(shù)據(jù)形式傳送，插入導(dǎo)頻之后的發(fā)送數(shù)據(jù)信號(hào)為X：

其中Xs，Xp，X分別為數(shù)據(jù)信號(hào)，導(dǎo)頻信號(hào)和插入導(dǎo)頻后數(shù)據(jù)信號(hào)，i為導(dǎo)頻間隔

2.1.2 信道估計(jì)過(guò)程

發(fā)送信號(hào)X通過(guò)AF協(xié)作通信系統(tǒng)的整體信道，在目的節(jié)點(diǎn)接收到的去CP后的信號(hào)為：

首先在目的端提取出導(dǎo)頻所在位置的接收信號(hào)，然后進(jìn)行信道估計(jì)。具體步驟如下：

①提取導(dǎo)頻所在位置的接收信號(hào)；

②用簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)的最小二乘算法計(jì)算導(dǎo)頻位置處的信道估計(jì)值；

③根據(jù)導(dǎo)頻位置處的信道頻域響應(yīng)，在時(shí)間方向上通過(guò)線性?xún)?nèi)插得到數(shù)據(jù)位置處的信道頻域響應(yīng)，假設(shè)相鄰兩導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)分別為Hp（n1，k），Hp（n2，k），則

④根據(jù) H（n，k）利用迫零算法［8］檢測(cè)得到發(fā)送數(shù)據(jù) X（n，k）。

2.2 常規(guī)疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)算法

常規(guī)疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)算法［10］的具體過(guò)程如下：

圖4 常規(guī)疊加導(dǎo)頻方案

2.2.1 導(dǎo)頻疊加過(guò)程

按照?qǐng)D4所示常規(guī)疊加導(dǎo)頻方案，在發(fā)送數(shù)據(jù)信號(hào)上疊加塊狀導(dǎo)頻之后的信號(hào)為X：

其中Xs（n，k），Xp（n，k），X（n，k）分別為第n個(gè)OFDM符號(hào)第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)信號(hào)，導(dǎo)頻信號(hào)和疊加后信號(hào)，i為時(shí)間維上的導(dǎo)頻間隔換言之，第t個(gè)疊加信號(hào)位于n=（t-1）i個(gè)OFDM符號(hào)處。

2.2.2 信道估計(jì)過(guò)程

發(fā)送信號(hào)X通過(guò)AF協(xié)作通信系統(tǒng)的整體信道，在目的節(jié)點(diǎn)接收到的去CP后的信號(hào)為：

首先在目的端對(duì)接收信號(hào)取統(tǒng)計(jì)平均，然后進(jìn)行信道估計(jì)。具體步驟如下：

①對(duì)前i個(gè)OFDM符號(hào)，即第0~i-1個(gè)符號(hào)中的接收信號(hào)取統(tǒng)計(jì)平均：

②用簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)的最小二乘算法計(jì)算導(dǎo)頻位置處的信道估計(jì)值：

③按照前兩個(gè)步驟分別求得所有導(dǎo)頻位置處的信道頻域響應(yīng)：

④在目的節(jié)點(diǎn)處為恢復(fù)數(shù)據(jù)，利用前后導(dǎo)頻位置處的信道頻域響應(yīng)通過(guò)線性?xún)?nèi)插得到數(shù)據(jù)位置處的信道頻域響應(yīng)，然后通過(guò)迫零均衡算法［8］恢復(fù)出數(shù)據(jù)，并在疊加導(dǎo)頻位置處去除相應(yīng)的疊加導(dǎo)頻信號(hào)，恢復(fù)出源節(jié)點(diǎn)的發(fā)送數(shù)據(jù)。

2.3 對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)算法

所提對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)算法的具體過(guò)程如下：

圖5 對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案

2.3.1 導(dǎo)頻疊加過(guò)程

按照?qǐng)D5所示對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案，在發(fā)送數(shù)據(jù)信號(hào)上對(duì)角疊加導(dǎo)頻之后的信號(hào)為X：

其中Xs（n，k），Xp（n，k），X（n，k）分別為第n個(gè)OFDM符號(hào)第k個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)信號(hào)，導(dǎo)頻信號(hào)和疊加后信號(hào)，i為時(shí)間維導(dǎo)頻間隔，為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，這里令Xp（n，k）=Xs（n，k），也就是源節(jié)點(diǎn)采用隨機(jī)生成的QPSK符號(hào)作為疊加導(dǎo)頻，這樣帶有對(duì)角疊加導(dǎo)頻的發(fā)送信號(hào)X可以化簡(jiǎn)為：

2.3.2 信道估計(jì)過(guò)程

發(fā)送信號(hào)X通過(guò)AF協(xié)作通信系統(tǒng)的整體信道，在目的節(jié)點(diǎn)接收到的去CP后的信號(hào)為：

首先在目的端提取出導(dǎo)頻所在位置的接收信號(hào)，然后進(jìn)行信道估計(jì)。具體步驟如下：

①提取前i個(gè)OFDM符號(hào)即第0~i-1個(gè)符號(hào)中的導(dǎo)頻位置處接收信號(hào)，并對(duì)提取出的接收信號(hào)按子載波大小順序組成一個(gè)列向量：

②對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行處理近似得到相應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)：

其中sign為符號(hào)函數(shù)，Re對(duì)復(fù)數(shù)求實(shí)部，Im對(duì)復(fù)數(shù)求虛部，j為虛數(shù)單位。

③用簡(jiǎn)單易實(shí)現(xiàn)的最小二乘算法計(jì)算信道估計(jì)值：

④根據(jù)信道估計(jì)值H1對(duì)前i個(gè)OFDM符號(hào)的接收數(shù)據(jù)進(jìn)行迫零（ZF）檢測(cè)，恢復(fù)出源節(jié)點(diǎn)發(fā)送的數(shù)據(jù)，則

⑤按照前4個(gè)步驟可以同樣得到其余的信道估計(jì)值及其余OFDM符號(hào)的恢復(fù)后數(shù)據(jù)。

3 仿真結(jié)果與分析

系統(tǒng)仿真環(huán)境及參數(shù)設(shè)置如下：協(xié)作通信系統(tǒng)中各節(jié)點(diǎn)間的無(wú)線信道均為帶多普勒頻移的多徑瑞利衰落信道，假設(shè) E［|Hsr|2］=E［|Hrd|2］=1，多普勒頻移為100 Hz，采樣周期Ts=0.2μs，仿真使用的6徑信道模型參數(shù)如表1所示，OFDM符號(hào)個(gè)數(shù)為128，子載波個(gè)數(shù)為128，采用QPSK調(diào)制，循環(huán)前綴長(zhǎng)度為64，輔助導(dǎo)頻、傳統(tǒng)疊加導(dǎo)頻、對(duì)角疊加導(dǎo)頻的導(dǎo)頻間隔均為32，接收端采用迫零檢測(cè)算法對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行補(bǔ)償恢復(fù)。信道估計(jì)性能分別以均方誤差性能與誤碼率性能為評(píng)判標(biāo)準(zhǔn)對(duì)不同估計(jì)方法進(jìn)行了對(duì)比。

表1 仿真使用的6徑信道模型參數(shù)

圖6是協(xié)作通信系統(tǒng)整體信道估計(jì)（S-R-D）的均方誤差性能對(duì)比圖。在不同信噪比下，比較了3種不同導(dǎo)頻方案LS算法的均方誤差性能。從圖中可以看出，輔助導(dǎo)頻的均方誤差性能優(yōu)于傳統(tǒng)疊加導(dǎo)頻，對(duì)角疊加導(dǎo)頻的均方誤差性能優(yōu)于傳統(tǒng)疊加導(dǎo)頻和輔助導(dǎo)頻。傳統(tǒng)疊加導(dǎo)頻由于數(shù)據(jù)與導(dǎo)頻的相互干擾導(dǎo)致性能不如輔助導(dǎo)頻，在時(shí)變信道下，將傳統(tǒng)塊狀疊加導(dǎo)頻變?yōu)閷?duì)角疊加導(dǎo)頻后，由于導(dǎo)頻在各個(gè)時(shí)間上均有分布，有利于對(duì)時(shí)變信道的跟蹤，所以，對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案性能有了很大改善。根據(jù)這3種不同導(dǎo)頻方案下均方誤差性能的比較，可以看出所提出的對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案的性能優(yōu)越性。

圖6 不同導(dǎo)頻方案均方誤差性能比較

圖7 不同導(dǎo)頻方案誤碼率性能比較

圖7是協(xié)作通信系統(tǒng)整體信道估計(jì)（S-R-D）的誤碼率性能對(duì)比圖。在不同信噪比下，將3種不同導(dǎo)頻方案的LS算法與理想信道估計(jì)的誤碼率性能進(jìn)行了比較。從圖中可以看出對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案由于能很好的跟蹤時(shí)變信道，所以，在高信噪比區(qū)域，誤碼率性能相比另外兩種導(dǎo)頻方案有了大幅下降，且與理想信道估計(jì)誤碼率曲線接近。

圖8是當(dāng)多普勒頻移增大時(shí)，對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案在不同信噪比下的誤碼率性能曲線，從圖中可以看出在不同信噪比下，多普勒頻移增大時(shí)，誤碼率性能基本沒(méi)有變化，說(shuō)明對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案能很好的跟蹤信道的變化。

圖8 多普勒頻移增大時(shí)對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案的BER特性

圖9 SD信道與SRD信道不同導(dǎo)頻方案的BER比較

為了作為參考，圖9在不同信噪比下，將傳統(tǒng)點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的信道估計(jì)（S-D）的誤碼率性能與協(xié)作通信系統(tǒng)的整體信道估計(jì)（S-R-D）的誤碼率性能進(jìn)行了對(duì)比。從圖中可以看出，在相同導(dǎo)頻方案信道估計(jì)的前提下，由于SR與RD組成的整體信道即S-R-D信道因信道長(zhǎng)度、最大時(shí)延的增加，噪聲增加帶來(lái)的影響，使得協(xié)作通信系統(tǒng)的整體信道估計(jì)（S-R-D）的誤碼率性能低于點(diǎn)對(duì)點(diǎn)的信道估計(jì)（S-D）的誤碼率性能。

通過(guò)以上的仿真結(jié)果及相關(guān)分析可知，對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案估計(jì)性能相對(duì)于輔助導(dǎo)頻方案與傳統(tǒng)塊狀疊加導(dǎo)頻方案均有明顯改善，同時(shí)還提高了發(fā)送效率及帶寬利用率。

4 結(jié)論

本文在傳統(tǒng)的塊狀疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)的基礎(chǔ)上，提出了一種適應(yīng)于放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)的對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)方案，此方案將疊加導(dǎo)頻的位置由傳統(tǒng)的塊狀疊加變?yōu)閷?duì)角疊加。相比于傳統(tǒng)塊狀疊加導(dǎo)頻方案，對(duì)角疊加導(dǎo)頻信道估計(jì)方案在不減少帶寬利用率的前提下，估計(jì)性能有很大改善；相比于輔助導(dǎo)頻方案，對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案在帶寬利用率和信道估計(jì)性能方面都有著很大優(yōu)勢(shì)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在基于正交頻分復(fù)用技術(shù)的放大轉(zhuǎn)發(fā)協(xié)作通信系統(tǒng)信道估計(jì)中，采用對(duì)角疊加導(dǎo)頻方案提高了信道估計(jì)精度和帶寬利用率，是一種具有較高實(shí)用性的信道估計(jì)方案。

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Time-Variant ChannelEstimation for AFCooperativeCommunication System Based on Superim posed Pilot

CHENYan-jie1，CAOWei2，ZHANGShi-jie3
（1.School of Information and Electronic Engineering，Shangqiu Institute of Technology，Shangqiu 476000，China；2.School ofMechancial Engineering，Shangqiu Institute of Technology，Shangqiu 476000，China；3.Unit 91292 of PLA，Baoding 074000，China）

In amplify and forward cooperative communication system based on orthogonal frequency division multiplexing，auxiliary pilot has the defect for low bandwidth efficiency due to extra bandwidth occupied，superimposed pilot has the defect of low estimation accuracy.For these problems，a new diagonal superimposed pilot scheme is proposed for the overall relay channel（SRD）estimation in this paper.Without increasing the number of the pilots，the location of the superimposed pilots will overlay from the traditional block to a diagonal superposition，the channel estimation performance is superior to the traditional superimposed pilot scheme and the auxiliary pilot scheme，which is close to the ideal estimation performance.Simulation results show that，compared with the traditionalmethods，the proposed diagonal superimposed pilot scheme improves the accuracy of channel estimation and bandwidth utilization，and can better track channel change.

OFDM，cooperative communication，channelestimation，auxiliary pilot，superimposed pilot

TN911

A

1002-0640（2015）11-0025-06

2014-09-23

2014-11-07

陳艷杰（1986- ），女，河南周口人，碩士。研究方向：通信信號(hào)處理、協(xié)作通信系統(tǒng)信道估計(jì)。