單棟梁，王聰慧，孟凡提，劉向立

（許繼電源有限公司，河南許昌461000）

傳統(tǒng)的二極管整流使電網(wǎng)輸入端電流嚴(yán)重畸變，產(chǎn)生大量的有害諧波。我國(guó)國(guó)家技術(shù)監(jiān)督局頒布了GB/T14549—1993《電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波》，國(guó)際電工委員會(huì)（IEC）在1998 年制定了IEC61000—3—2標(biāo)準(zhǔn)。這些要求迫使交流輸入電源必須采取措施降低高次諧波含量，提高功率因數(shù)。本文設(shè)計(jì)的一款大功率高電壓充電機(jī)，前級(jí)采用雙相交錯(cuò)式UCC28070 作為控制器件，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，大大減少了電流諧波，提高了輸入端的功率因數(shù)；后級(jí)采用全橋移相零電壓開(kāi)關(guān)變換器（PS-FB-ZVS-PWM converter），具有變壓器利用率高、輸入輸出范圍寬、EMI小等優(yōu)點(diǎn)。傳統(tǒng)的移相全橋利用原邊變壓器漏感或諧振電感和功率管的寄生電容或外接電容實(shí)現(xiàn)ZVS，存在副邊整流管上有很高的尖峰電壓。文獻(xiàn)［3-4］分別提出了兩種帶鉗位二極管的電路拓?fù)?，都只分析了副邊為全波整流的情況。本文中副邊為全橋整流的高壓大功率應(yīng)用場(chǎng)合，采用一種原邊帶鉗位二極管的緩沖電路形式，利用多管并聯(lián)技術(shù)對(duì)其工作過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)論述，研制出輸出電壓700 V，輸出電流22 A的新一代大功率智能充電機(jī)。

1 交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路

交錯(cuò)式Boost PFC電路拓?fù)淙鐖D1所示，2路開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)刻相差二分之一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。工作時(shí)2路開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)占空比大小相等，2個(gè)功率減半的支路分別使用1個(gè)電感和1個(gè)開(kāi)關(guān)管，電路工作時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1和S2以相位相差180°交互導(dǎo)通。這種結(jié)果的優(yōu)點(diǎn)是輸入電流紋波大幅減小，減小了輸入EMI 濾波器的體積，有利于單裝置功率密度的提升；功率器件的電流應(yīng)力。控制芯片采用TI 公司的UCC28070，詳細(xì)的芯片介紹及應(yīng)用可以參考TI 官網(wǎng)關(guān)于此芯片的資料。圖1中S1及S2分別為兩單管功率器件并聯(lián)使用，并聯(lián)使用見(jiàn)文獻(xiàn)［1，6］，Iin為輸入側(cè)的電流，IL1和IL2分別為電感L1和L2的電流波形，由于電感中的電流紋波電流相異，因此可以相互抵消，這樣可以大大減小輸入電流紋波。

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC電路拓?fù)銯ig.1 Interleaved parallel Boost PFC circuit topology

PFC濾波電感設(shè)計(jì)［2］，根據(jù)圖1可得：

式中：K（D）為輸入電流紋波ΔIin與電感電流紋波ΔIL1的比值和占空比D的函數(shù)關(guān)系；ΔIin為輸入電流紋波；ΔIL1為電感電流紋波。最大占空比：

最大輸入電流最大值為

設(shè)計(jì)指標(biāo)中輸入紋波電流為最大輸入電流的5%，那么ΔIin=5%×Iin_max，每相電感電流紋波為

PFC濾波電感可按下式進(jìn)行計(jì)算：

式中：fs為功率開(kāi)關(guān)管頻率。

2 原邊帶無(wú)損鉗位二極管的移相全橋變換器電路［3-5］

圖2為原邊帶無(wú)損鉗位二極管的移相全橋變換器拓?fù)潆娐?，此拓?fù)錇樽儔浩鳒笮屯負(fù)洹D2 中Q1，Q2，Q3，Q4為主開(kāi)關(guān)管，D1，D2，D3，D4分別為主開(kāi)關(guān)管Q1—Q4的寄生體二極管，C1，C2，C3，C4分別為主開(kāi)關(guān)管Q1—Q4的寄生電容，Lr為諧振電感（包括主變壓器原邊漏感），Tr為主變壓器，Cb為原邊隔直電容，D5，D6為原邊鉗位二極管，Cx為原邊鉗位泄能電容，DR1、DR2為全波整流二極管，Cr為副邊無(wú)損吸收電容，D9，D10為無(wú)損吸收二極管，Lf為輸出濾波電感。Q1，Q2構(gòu)成超前橋臂，Q3，Q4構(gòu)成滯后橋臂，每個(gè)橋臂2 個(gè)開(kāi)關(guān)管成180°互補(bǔ)導(dǎo)通，2 個(gè)橋臂導(dǎo)通角相差1 個(gè)相位，即移相角，調(diào)節(jié)移相角可以調(diào)節(jié)輸出電壓。圖3給出其工作波形圖，具體模態(tài)不在此文做過(guò)多介紹。

圖2 帶鉗位二極管的移相全橋DC/DC拓?fù)潆娐稦ig.2 Phase-shifted full-bridge DC/DC converter circuit topology with clamping diodes

圖3 變壓器滯后型典型波形圖Fig.3 Tr-lag type typical waveforms

2.1 ZVS零電壓開(kāi)關(guān)的實(shí)現(xiàn)

要實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開(kāi)關(guān)，首先要滿足以下條件：1）要給關(guān)斷的功率管寄生電容充電；2）要抽走即將開(kāi)通功率管寄生結(jié)電容上的能量；3）要抽走即將關(guān)斷整流二極管寄生結(jié)電容上的能量。

滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS 就要有能量將開(kāi)通的Q2寄生電容C2上面的能量抽走，將關(guān)斷的Q4寄生電容C4上面充滿電荷，這部分能量由諧振電感提供，諧振電感相對(duì)于輸出濾波電感折算到一次側(cè)的電感較小。實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)就需滿足下面的能量公式：

變壓器滯后型諧振電感上面的諧振電流小，所以變壓器滯后型的滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS 要略微困難，設(shè)計(jì)師要適當(dāng)增加諧振電感的電感量。

2.2 副邊占空比丟失

副邊占空比的丟失是PS-ZVS-PWM 變換器中一個(gè)特有的現(xiàn)象。所謂副邊占空比丟失，就是說(shuō)副邊的占空比小于原邊的占空比，其差值就是副邊占空比丟失Dloss，如圖3 中t3—t6；t12—t15中所示的區(qū)域，如圖中陰影部分所示。占空比丟失原因：存在原邊電流在換向期間，原邊不足以提供負(fù)載電流，副邊整流橋的所有二極管導(dǎo)通，負(fù)載處于續(xù)流狀態(tài)，其兩端電壓為零，這樣就形成了占空比丟失的情況。

占空比的丟失原因分析及調(diào)試中修改諧振電感及隔直電容對(duì)其的影響，選擇1 個(gè)折中的值通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)證明：加入隔直電容可以減小占空比丟失，但同時(shí)減小了滯后臂ZVS 范圍，增大了次級(jí)整流二極管的電壓應(yīng)力；諧振電感的增加可以增加滯后橋臂ZVS的實(shí)現(xiàn)范圍，但卻會(huì)增加副邊二極管的應(yīng)力，增加占空比的丟失。

2.3 鉗位二極管設(shè)計(jì)

在工作模態(tài)t7—t8中，副邊電壓從0開(kāi)始增加，副邊電壓則算到原邊繞組上。副邊繞組電流因反向恢復(fù)電流的減小而減小，同時(shí)原邊電流也減小，因鉗位二極管寄生電容的存在，C點(diǎn)電壓無(wú)法突變?yōu)?，Ls上電流不足以提供負(fù)載所需，D6被迫續(xù)流導(dǎo)通，變壓器原邊電壓被鉗位在Vin，副邊整流二極管電壓也被鉗位在2Vin/K，達(dá)到消除整流二極管關(guān)斷時(shí)的電壓震蕩。

鉗位二極管的電壓應(yīng)力為輸入電壓Vin，選取時(shí)應(yīng)高于主開(kāi)關(guān)管的電壓。其電流由以下兩部分組成。

1）當(dāng)主變壓器原邊電流減小時(shí)，諧振電感電流因下管鉗位二極管的導(dǎo)通而保持不變。副邊整流二極管的反向恢復(fù)電流通過(guò)主變壓器折射到原邊。副邊整流二極管與副邊繞組形成環(huán)流。即：

式中：Irr為副邊整流二極管的最大反向恢復(fù)電流，可通過(guò)整流二極管的導(dǎo)通電流IF和反向恢復(fù)電流的變化率-diF/dt 對(duì)應(yīng)二極管的手冊(cè)曲線得知。

2）由于鉗位二極管結(jié)電容的存在，導(dǎo)致在開(kāi)關(guān)管沒(méi)有開(kāi)通時(shí)諧振電感仍處于電流上升的過(guò)程，當(dāng)鉗位二極管的下管完全導(dǎo)通時(shí)，該鉗位二極管結(jié)電容上的能量將全部轉(zhuǎn)化為諧振電感的電流

式中：CD為鉗位二極管的寄生結(jié)電容，可以通過(guò)手冊(cè)查詢。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

制作了一臺(tái)5 kW的充電變換器樣機(jī)，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。變換器參數(shù)要求：輸入電壓DC 390～410 V；輸出電壓為DC 350～700 V，輸出電流為7 A；主變壓器變比為K=12∶30；測(cè)試儀器使用為：數(shù)字示波器MSO4034；功率測(cè)試儀PM3000A；數(shù)字萬(wàn)用表Agilent34401A；羅氏線圈CWT60B。

實(shí)際制作了一臺(tái)5 kW 的移相全橋變換器充電機(jī)，圖4 中給出了樣機(jī)實(shí)驗(yàn)波形，圖4 為前級(jí)PFC 的試驗(yàn)波形；圖5 為后級(jí)DC/DC 的試驗(yàn)波形；圖6為整機(jī)的效率測(cè)試曲線。

圖4 前級(jí)PFC電流波形Fig.4 PFC test waveforms

圖5 DC/DC的試驗(yàn)波形Fig.5 DC/DC test wavefoms

圖4a為整機(jī)滿載時(shí)輸入側(cè)的電壓電流波形，從中可以看出輸入側(cè)的功率因數(shù)較高，儀器測(cè)試功率因數(shù)為0.993，電流THD 為4.2%；圖4b 為不帶PFC整流模塊電流波形，儀器測(cè)試功率因數(shù)為0.93，電流THD 為28%；圖4c 為兩支路電流IL1和IL2及Iin的電流波形；其中IL1+IL2=Iin。圖5a為原邊鉗位二極管D5的電壓應(yīng)力波形；圖5b 為未加鉗位二極管時(shí)的整流管電壓應(yīng)力，由波形可以看出，由于原邊鉗位電路的設(shè)計(jì)，副邊整流管應(yīng)力及反向恢復(fù)引起的高頻振蕩得到了有效抑制，為管子選型提供了便利；圖5c為滯后橋臂功率的開(kāi)通及關(guān)斷的ZVS實(shí)現(xiàn)，其中3 通道為功率管電壓應(yīng)力，4 通道為功率管驅(qū)動(dòng)波形，由于MOS 管在關(guān)斷時(shí)不存在拖尾電流現(xiàn)象，所以驅(qū)動(dòng)波形沒(méi)有負(fù)電平，其變化范圍在0～13 V之間，可以看出在開(kāi)關(guān)管開(kāi)通之前，Vds為0 V，即開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)Vds為0 V，即開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷；圖5d 為整機(jī)測(cè)試時(shí)的DC/DC部分波形，其中1通道為功率管驅(qū)動(dòng)波形，2通道為原邊電流波形，3 通道為變壓器原邊電壓波形，4 通道為鉗位二極管D5的電壓應(yīng)力波形，各波形和理論值相一致。

圖6 為在額定電壓輸出700 V 時(shí)，對(duì)整機(jī)在不同負(fù)載情況下進(jìn)行了詳細(xì)的測(cè)試，得到的整機(jī)效率曲線。從圖6 中可以看出，智能充電機(jī)的效率大都在95%以上，從節(jié)能及散熱方面看都是相當(dāng)可觀的，也為高功率密度的設(shè)計(jì)提供了有利支持。以上試驗(yàn)結(jié)果表明該產(chǎn)品的設(shè)計(jì)及整機(jī)方案的正確性，性價(jià)比較高。

圖6 整機(jī)效率曲線Fig.6 The machine efficiency curve

4 結(jié)論

本文討論了一種前級(jí)為交錯(cuò)并聯(lián)的Boost-PFC電路，后級(jí)為原邊帶鉗位二極管的ZVS全橋充電機(jī)變換器拓?fù)湫问?。在傳統(tǒng)的ZVS移相全橋變換器的變壓器原邊電路中增加2個(gè)鉗位二極管，并對(duì)其作優(yōu)化，不但保留傳統(tǒng)ZVS的優(yōu)點(diǎn)，還有效地抑制了副邊整流二極管的電壓振蕩及尖峰，提高了系統(tǒng)變換效率。該款充電機(jī)具有結(jié)構(gòu)緊湊、性價(jià)比高、有獨(dú)立風(fēng)道等優(yōu)點(diǎn)。在乘用車充電設(shè)備及公交充電設(shè)備廣泛應(yīng)用，運(yùn)行穩(wěn)定，事故率較低，得到了用戶好評(píng)，具有很強(qiáng)的市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力。

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