許正平，李 俊

(南京工業(yè)大學電氣工程與控制科學學院，江蘇 南京 211816)

雙向全橋 DC-DC 變換器高效能控制研究與實現

許正平，李 俊

(南京工業(yè)大學電氣工程與控制科學學院，江蘇 南京 211816)

針對變換器傳統(tǒng)單移相控制的不足之處，分析了雙重移相控制下雙向全橋 DC-DC 變換器的功率傳輸特性。在變壓器匝比不為1的條件下，建立了雙重移相控制下變換器的通用低頻小信號模型。對比了單移相控制方式，仿真結果顯示了雙移相控制有較小的功率損耗。最后，搭建了實驗樣機，實驗結果證實了該控制方式的高效性和可行性，拓寬了變換器變比的選擇范圍，具有一定工程應用價值。

移相控制；低頻小信號模型；高效能；全橋 DC-DC 變換器；實驗樣機

0 引言

雙向全橋 DC-DC 變換器可以實現DC-DC變換器的二象限運行。所以其在功能上相當于兩個單向DC-DC變換器，因此能夠減小系統(tǒng)的體積、質量和成本[1-5]。目前，針對雙向全橋DC-DC變換器，主要采用移相控制方式。移相控制方式包括傳統(tǒng)移相控制和雙重移相控制等[6-8]。

雙向全橋DC-DC變換器在傳統(tǒng)移相控制方式下，所有功率開關管均具有軟開關特性，然而，在傳統(tǒng)移相控制方式下，變換器的功率環(huán)流及開關管電流應力較大，不利于變換器效率的提高[9-10]。因此，文獻[3]提出了雙重移相控制方式，理論與實驗均驗證了該控制方式對減小變換器的環(huán)流功率及功率開關管的電流應力、提高變換器效率的有效性。文獻[5]建立了雙重移相控制下變換器的小信號等效模型。但是，該文小信號模型是在輸出電壓等于輸入電壓且變壓器變比為1的前提下建立的。所以，本文將在一般情況下對雙重移相控制下的變換器進行動態(tài)建模，提高了變換器模型的通用性，適應了更多的應用場合具有一定工程應用價值。

1 雙重移相控制工作原理

圖1 為雙向全橋 DC-DC 變換器的典型電路拓撲結構。圖中：U1和 U2為全橋變換器兩直流側電壓；Ls為外加串聯(lián)電感與變壓器漏感之和；變壓器變比為 n；S1~S4為 H 橋 1 的功率開關管、S5~S8為H 橋 2 的功率開關管；C1、C2分別為輸入輸出濾波電容；H 橋 1 和 H 橋 2 的工作頻率相同均為 fs；逆變橋 H1的輸出為 Uh1、逆變橋 H2的輸出為 Uh2；通過控制逆變器輸出電壓 Uh1與 Uh2之間的相角就可以實現對電感 Ls端電壓的控制，進而可以控制變換器功率的流向和大小[1-2]。下面的分析以功率由 U1側傳輸至 U2側為例，也即 Uh1超前 Uh2的相位。

圖1 雙向全橋 DC-DC 變換器Fig. 1 Bidirectional full bridge DC-DC converter

圖2 所示為雙重移相控制工作原理波形。Ths為半個開關周期；d1為半個開關周期內的內移相占空比，d2為半個開關周期內的外移相占空比，0≤d1≤d2≤1。

圖2 雙重移相控制工作原理圖Fig. 2 Principle diagram of dual phase shifting control

假設變換器已工作于穩(wěn)定狀態(tài)，根據圖2所示的雙移相控制工作原理波形，將變換器工作模式分為8種狀態(tài)。

模式 1：t0~t1階段

在t0時刻之前，開關管S2、S3導通，電流為負；在t0時刻，開關管S2關斷，開關管S1加驅動信號，由于此時電流仍為負，因此開關管S1并未導通，電流經過D1和S3續(xù)流，U2側H橋經D6及D7續(xù)流給U2供電，電流逐漸減小。高頻電感電壓ULs及電流iLs(t)可以表示為式(1)。

模式 2：11~t t￠階段

t1時刻，電感電流仍為負，開關 S3關斷，開關管 S4加驅動信號，開關管 S4并未導通，電流經過二極管 D4和 D1續(xù)流，電流逐漸減小，直至 t'1時刻，電感電流過零，開關管 S1和 S4開始導通。電感電壓 ULs及電流 iLs(t)可以表示為式(2)。

模式 4：t2~t3階段

t2時刻，開關管 S6和 S7斷開，開關管 S5和 S8加驅動信號，由于此時電感電流為正，因此開關管S5和 S8并未導通，電感電流通過二極管 D5和 D8續(xù)流，電流逐漸增大。電感電壓 ULs及電流 iLs(t)可以表示為式(4)。

模式 5：t3~t4階段

t3時刻，開關管 S1關斷，開關管 S2加驅動信號。由于此時電感電流為正，因此開關管 S2并未導通，電感電流通過二極管 D2和 S4續(xù)流，電流逐漸減小。電感電壓 ULs及電流 iLs(t)可以表示為式(5)。

模式 6：44~t t￠階段

t4時刻，開關管 S4關斷，開關管 S3加驅動信號。由于此時電感電流為正，因此開關管 S3并未導通，電感電流通過二極管 D3和 D2續(xù)流，電流逐漸減小。電感電壓 ULs及電流 iLs(t)可以表示為式(6)。

模式 8：t5~t6階段

t5時刻，開關管 S5和 S8斷開，開關管 S6和 S7加驅動信號，由于此時電感電流為負，因此開關管S6和 S7并未導通，電感電流通過二極管 D6和 S7續(xù)流，電流逐漸增大。電感電壓 ULs及電流 iLs(t)可以表示為式(8)。

由圖2 可知，iLs(t3)=-iLs(t0)，iLs(t4)=-iLs(t1)，iLs(t5)=-iLs(t2)，iLs(1t￠)=iLs(4t￠)=0。結合式(1)~式(4)可得

那么，雙移相控制下的傳輸功率可表示為

回流功率可表示為

傳輸功率一定時，由于內移相占空比 d1的存在，使得回流功率減小甚至為零[4-7]。因此，與單移相控制相比，雙移相控制具有較小的回流功率，有利于變換器效率提高。

2 變換器小信號動態(tài)建模

依據圖2，可以將一個開關周期內變換器的工作模式劃分為 6 個階段，現選取電感電流 iLs、輸入輸出電壓 u1及 u2作為狀態(tài)變量，根據各階段的工作特性列出相應的狀態(tài)方程組如下所示。其中，us、Rs、R 分別為電源電壓、電源內阻、負載電阻。

階段 1(0~d1Ths)：此階段 H 橋 1 的開關管 S1及S3導通，H 橋 2 的開關管 S6及 S7導通，可得此階段的狀態(tài)方程組為式(12)。

階段 2(d1Ths~d2Ths)：此階段 H 橋 1 的開關管 S1及 S4導通，H 橋 2 的開關管 S6及 S7導通，可得此階段的狀態(tài)方程組為式(13)。

階段 3(d2Ths~Ths)：此階段 H 橋 1 的開關管 S1及 S4導通，H 橋 2 的開關管 S5及 S8導通，可得此階段的狀態(tài)方程組為式(14)。

階段 4(Ths~Ths+d1Ths)：此階段 H 橋 1 的開關管S2及 S4導通，H 橋 2 的開關管 S5及 S8導通，可得此階段的狀態(tài)方程組為式(15)。

階段 5(Ths+d1Ths~Ths+d2Ths)：此階段 H 橋 1 的開關管 S2及 S3導通，H 橋 2 的開關管 S5及 S8導通，可得此階段的狀態(tài)方程組為式(16)。

式(12)~式(17)為變換器在雙重移相控制下各個階段的數學模型。本文采用開關周期平均法建立變換器等效模型，電容電壓 u1、u2滿足小信號低頻擾動條件，而電感電流 iLs不符合常規(guī)開關周期平均法的要求。根據文獻[5]中提出的降階方法，本文將消去變量電感電流 iLs，完成變換器的小信號建模。由于雙重移相控制工作波形的對稱性，現只考慮半個開關周期內的情況。依據式(1)~式(9)可得雙向DCDC 變換器各階段的電感電流表達式，如式(18)所示。其中，

結合式(18)，消去變量 iLs，可得變換器降階后的狀態(tài)方程組，如式(19)、式(20)所示。

依據式(19)、式(20)，結合開關周期平均法建立變換器動態(tài)模型，進一步采用低頻小信號擾動法，實現變換器動態(tài)模型的線性化。為了簡化分析，現設定 Rs=0，us=u1。由于變量 u1、u2滿足低頻小信號擾動條件，根據開關周期平均法的定義并結合式(20)，利用半個開關周期內變量 u2的凈變化表示Ths的導數[2]，則用Ths表示的狀態(tài)方程表示為式(21)。

將式(22)代入式(21)，依據小信號假設，忽略非線性二階及以上交流項[5]，由此可得雙重移相控制的變換器的穩(wěn)態(tài)及動態(tài)小信號模型，如式(23)所示。

依據式(23)，可以得出輸出和內移相占空比及輸出和外移相占空比的傳遞函數，如式(24)所示。

3 仿真及實驗分析

為驗證本文建模方法及所建立小信號模型的正確性和通用性，搭建了變換器仿真系統(tǒng)，其主要參數如表1所示。

表1 仿真參數Table 1 Simulation parameters

由式(24)可知，系統(tǒng)降階后的輸出與外移相占空比模型為一階慣性環(huán)節(jié)，本文采用 PI控制器實現對變換器的控制。具體方法為在優(yōu)化給定內移相占空比的條件下經 PI控制器調節(jié)外移相占空比的大小以實現變換器輸出電壓的穩(wěn)定[11-12]。

為驗證本文所述控制策略的優(yōu)越性，搭建了單移相控制和雙重移相控制下的全橋 DCDC 變換器的仿真系統(tǒng)。

圖3為單移相控制下變換器閉環(huán)控制系統(tǒng)輸出電壓 Vo、隔離變壓器原副邊電流 i1、i2的波形、輸入瞬時功率 Pi和輸出功率 Po的波形；圖4 為雙重移相控制下變換器閉環(huán)控制系統(tǒng)輸出電壓 Vo、隔離變壓器原副邊電流 i1、i2的波形、輸入瞬時功率 Pi和輸出功率 Po的波形。

仿真結果顯示了兩種控制方式均能滿足輸出要求，即都能完成給定功率的輸出；然而，對比圖3與圖4 中(c)不難發(fā)現圖4 中系統(tǒng)輸入瞬時功率的負值部分明顯小于圖3中系統(tǒng)輸入瞬時功率的負值部分，這部分對應著系統(tǒng)所需提供的額外功率。因此，在給定輸出功率下，這就提高了對電源容量，磁性元件、電力電子器件等的要求。所以，本文所用的控制策略能夠有效地降低額外功率，對提高變換器效率、降低電力電子器件的應力方面具有顯著的改善效果。

為驗證上述分析的正確性，搭建了實驗樣機(直流輸入電壓為 50 V；輸出電壓為 9 V；變壓器匝比為 3；原邊交流電感為 0.4 mH；輸出負載 6 W)，實驗結果如圖5所示。其中，通道CH1為原邊逆變輸出電壓波形；通道CH2為原邊逆變輸出電流；通道MATH 為原邊逆變瞬時輸出功率。由實驗波形可以看出，相同的傳輸功率下，本文控制方式對于電源容量的要求較低，具有較高的傳輸效率等優(yōu)點。

圖3 單移相控制仿真結果Fig. 3 Simulation results with single phase-shift control

圖4 雙移相控制仿真結果Fig. 4 Simulation results with double phase-shift control

圖5 兩種控制方式下實驗結果Fig. 5 Experimental results with two kinds of control mode

4 結論

本文通過對雙重移相控制下雙向全橋 DCDC變換器的工作模式的分析，結合開關周期平均建模法，建立了雙重移相控制下雙向全橋DCDC變換器的通用小信號線性模型。為驗證所建模型的正確性，搭建了仿真系統(tǒng)和實驗樣機，并且對比了單移相控制，結果均顯示了本文所提控制策略對改善系統(tǒng)性能的有效性。搭建了實驗樣機，實驗結果驗證了本文分析的正確性和可行性，拓寬了變換器變比的選擇范圍，具有一定工程應用價值。

[1]BAI H, CHRIS M. Eliminate reactive power and increase system efficiency of isolated bidirectional dual active bridge DC-DC converters using novel dual-phase-shift control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(6): 2905-2914.

[2]程紅, 王聰, 王俊. 開關變換器建模?控制及其控制器的數字實現[M]. 北京: 清華大學出版社, 2013.

[3]趙 彪 , 于 慶 廣 , 孫 偉 欣 . 雙 重 移 相 控 制 的 雙 向 全DC-DC變換器及其功率回流特性分析[J]. 中國電機工程學報, 2012, 32(12): 43-50. ZHAO Biao, YU Qingguang, SUN Weixin. Bi-directionalfull-bridge DC-DC converters with dual phase shifting control and its backflow power characteristic analysis[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(12): 43-50.

[4]張曉峰, 呂征宇. 混合動力車用全數字電流控制型雙向 DC-DC 變 換 器 [J]. 電 工 技 術 學 報 , 2009, 24(8): 84-89. ZHANG Xiaofeng, Lü Zhengyu. Digital-current-controlled bi-directional DC-DC converter in the hybrid electric vehicle[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(8): 84-89.

[5]程紅, 高巧梅, 朱錦標, 等. 基于雙重移相控制的雙向全橋DC-DC 變換器動態(tài)建模與最小回流功率控制[J].電工技術學報, 2014, 29(3): 245-253. CHENG Hong, GAO Qiaomei, ZHU Jinbiao, et al. Dynamic modeling and minimum backflow power controlling of the bi-directional full-bridge DC-DC converters based on dual phase-shifting control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(3): 245-253.

[6]李立, 劉剛. 多電池組儲能系統(tǒng)雙向DC-DC 換器的研制[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2011, 39(3): 90-94. LI Li, LIU Gang. Development of bi-directional DC-DC converter in multiple battery energy storage system[J]. Power System Protection and Control, 2011, 39(3): 90-94.

[7]MI C, BAI H, WANG C, et al. Operation, design and control of dual H-bridge-based isolated bidirectional DC-DC converter[J]. IET Power Electronics, 2008, 1(4): 507-517.

[8]王若醒, 吳迎霞, 楊恢宏, 等. 兩級式T型三電平光伏逆變器的關鍵技術研究及實現[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2015, 43(4): 58-62. WANG Ruoxing, WU Yingxia, YANG Huihong, et al. Research on key technologies of double-stage T-type three-level photovoltaic inverter[J]. Power System Protection and Control, 2015, 43(4): 58-62.

[9]王曉毛, 梅桂華, 謝應耿. 基于高頻開關電源的方向注入式直流平衡裝置的研究及應用[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2015, 43(8): 139-144.WANG Xiaomao, MEI Guihua, XIE Yinggeng. Research and application of reverse injection DC-balancing device based on high-frequency switch power supply[J]. Power System Protection and Control, 2015, 43(8): 139-144.

[10]王璐, 周海瀟, 羅建, 等. 感應電動機電源切換的UPS逆 變 器 控 制 策 略 [J]. 電 力 系 統(tǒng) 保 護 與 控 制 , 2014, 42(24): 49-55.WANG Lu, ZHOU Haixiao, LUO Jian, et al. Control strategy of UPS for the inductor motor[J]. Power System Protection and Control, 2014, 42(24): 49-55.

[11]武琳, 劉志剛, 洪祥. 隔離式雙向全橋 DC-DC 變換器的功率控制特性比較與分析[J]. 電工技術學報, 2013, 28(10): 179-187.WU Lin, LIU Zhigang, HONG Xiang. Comparison and analysis of power control characteristic for isolated bidirectional full-bridge DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(10): 179-187.

[12]彭永龍, 黃瀟瀟, 李亞斌. 三相 BUCK 型 SVPWM 整流器 LC 振蕩阻尼混合控制[J]. 電力系統(tǒng)保護與控制, 2014, 42(1): 90-95.PENG Yonglong, HUANG Xiaoxiao, LI Yabin. Damping of LC oscillation using a hybrid combination approach for three-phase BUCK-type SVPWM rectifier[J]. Power System Protection and Control, 2014, 42(1): 90-95.

(編輯 姜新麗)

Research and implementation of bidirectional full bridge DC-DC converter with high-efficiency control

XU Zhengping, LI Jun
(College of Electrical Engineering and Control Science, Nanjing Tech University, Nanjing 211816, China)

Aiming at the shortcomings of converter under traditional single phase-shift control, this paper analyzes the power transmission characteristics of bidirectional full bridge DC-DC converter with dual phase-shift control. On the condition that ratio of the transformer is not 1, the general low frequency small signal model of converter with dual phase-shift control is built. Compared with single phase-shift control, simulation results show that the loss power of dual phase-shift control is smaller. Finally, the experimental prototype is built, the experimental results confirm the feasibility and efficiency of this control mode. It broadens the range of selection of ratio of the converter, and has certain value in engineering application.

phase-shift control; low frequency small signal model; high efficient; full bridge DC-DC converter; experimental prototype

TM46

1674-3415(2016)02-0140-07

2015-04-04；

2015-05-19

許正平(1990-)，男，通信作者，碩士研究生，研究方向為功率變換技術及應用；E-mail: 904071354@qq.com

李 俊(1972-)，男，博士，副教授，研究方向為電力電子技術及應用。