胡存剛，　胡軍，　馬大俊，　王群京，　羅方林,4

(1.安徽大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，安徽 合肥 230601；2.安徽大學(xué) 工業(yè)節(jié)電與電能質(zhì)量控制協(xié)同創(chuàng)新中心，安徽 合肥 230601；3.安徽大學(xué) 教育部電能質(zhì)量工程研究中心，安徽 合肥 230601；4.南洋理工大學(xué) 電氣電子工程學(xué)院，新加坡 639798)

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三電平光伏并網(wǎng)逆變器SHEPWM優(yōu)化控制方法

胡存剛1,2,3，胡軍1，馬大俊1，王群京1,2,3，羅方林1,4

(1.安徽大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，安徽 合肥 230601；2.安徽大學(xué) 工業(yè)節(jié)電與電能質(zhì)量控制協(xié)同創(chuàng)新中心，安徽 合肥 230601；3.安徽大學(xué) 教育部電能質(zhì)量工程研究中心，安徽 合肥 230601；4.南洋理工大學(xué) 電氣電子工程學(xué)院，新加坡 639798)

摘要:提高輸出電能質(zhì)量、抑制共模電壓和減小電磁干擾對(duì)提高光伏并網(wǎng)逆變器的性能具有重要研究意義。以三電平有源中點(diǎn)鉗位型(3L-ANPC)光伏并網(wǎng)逆變器為研究對(duì)象，將特定諧波消除脈寬調(diào)制(SHEPWM)的三相輸出波形視為空間狀態(tài)矢量，分析SHEPWM對(duì)應(yīng)的各開關(guān)狀態(tài)矢量產(chǎn)生的共模電壓幅值及其對(duì)中點(diǎn)電壓的影響，從而提出一種改進(jìn)的SHEPWM控制策略，在降低并網(wǎng)逆變器輸出共模電壓的同時(shí)，有效地控制了3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變器的中點(diǎn)電壓平衡。最后通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制策略的有效性。

關(guān)鍵詞:光伏并網(wǎng)逆變器；有源中點(diǎn)鉗位；特定諧波消除；共模電壓；中點(diǎn)電壓

0引言

光伏并網(wǎng)逆變器是將光伏陣列輸出的直流電轉(zhuǎn)化成符合電網(wǎng)要求的交流電并輸入電網(wǎng)的設(shè)備，是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)能量轉(zhuǎn)換和控制的核心。隨著光伏技術(shù)的不斷發(fā)展，對(duì)逆變器的容量、效率和輸出電能質(zhì)量的要求也越來(lái)越高。多電平拓?fù)渚哂心蛪旱燃?jí)高、輸出電壓更接近正弦波、諧波含量小等優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)用于光伏并網(wǎng)逆變器能提高系統(tǒng)的容量和效率，因此得到廣泛的關(guān)注[1]。相比傳統(tǒng)二極管中點(diǎn)鉗位型(neutral point clamed，NPC)多電平拓?fù)洌滦偷挠性粗悬c(diǎn)鉗位型(active NPC，ANPC)拓?fù)涫褂每煽氐拈_關(guān)器件代替鉗位二極管，在不影響輸出電壓波形的前提下，通過(guò)選擇不同的電流回路實(shí)現(xiàn)開關(guān)器件的損耗平衡[2]，因此可以提高系統(tǒng)的可靠性和使用壽命。

在并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，逆變器的寄生電容會(huì)與逆變器輸出濾波元件以及電網(wǎng)阻抗組成共模諧振電路，逆變器的功率開關(guān)動(dòng)作時(shí)會(huì)引起寄生電容上的電壓即共模電壓的變化，變化的共模電壓會(huì)激勵(lì)諧振電路產(chǎn)生共模電流，從而增加系統(tǒng)的傳導(dǎo)損耗，降低電磁兼容性并產(chǎn)生安全問(wèn)題，而且對(duì)地共模電流太大還會(huì)造成交流濾波器的飽和，降低濾波效果[3-6]。為保證安全，VDE0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)對(duì)并網(wǎng)系統(tǒng)的共模電流做出了嚴(yán)格規(guī)定。為抑制并網(wǎng)逆變器的共模電流，應(yīng)盡量使共模電壓變化小。

同時(shí)研究表明，在ANPC并網(wǎng)逆變器中一些開關(guān)狀態(tài)會(huì)使電流流過(guò)中點(diǎn)，從而引起中點(diǎn)電壓的波動(dòng)[7]，這種電壓波動(dòng)會(huì)引起并網(wǎng)逆變器輸出電流畸變，加之并網(wǎng)電流的時(shí)變性，如果不采取適當(dāng)?shù)目刂拼胧绷麟娙蓦妷簳?huì)有很大的波動(dòng)，嚴(yán)重時(shí)導(dǎo)致輸出波形嚴(yán)重畸變，輸出諧波顯著增加達(dá)不到并網(wǎng)要求。

特定諧波消除脈寬調(diào)制(selected harmonic elimination pulse width modulation, SHEPWM)方法通過(guò)開關(guān)時(shí)刻的優(yōu)化選擇，消除特定的低次諧波，具有在同樣開關(guān)頻率的條件下，波形質(zhì)量和綜合控制性能最優(yōu)；而在同樣波形質(zhì)量的情況下，具有開關(guān)頻率最低、開關(guān)損耗最小和直流電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)。在對(duì)波形質(zhì)量和效率要求較高的場(chǎng)合，具有明顯優(yōu)勢(shì)[8-10]。

目前對(duì)SHEPWM的研究，較多的是針對(duì)SHEPWM非線性超越方程組的求解，其求解方法主要分為數(shù)值方法[11]和優(yōu)化算法[12-13]?，F(xiàn)有文獻(xiàn)中基于SHEPWM抑制共模電壓的方法是改變傳統(tǒng)的SHEPWM方程組的形式，但改變后SHEPWM方程組的求解結(jié)果是要么無(wú)解，要么收斂到唯一的解[3]，控制策略不夠靈活。

論文以3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變器為研究對(duì)象，首先研究了SHEPWM與空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation,SVPWM) 的聯(lián)系，提出將SHEPWM三相輸出視為與SVPWM一致的空間矢量集，分析對(duì)應(yīng)的各空間矢量產(chǎn)生的共模電壓最大幅值及對(duì)中點(diǎn)電壓的影響。提出在不改變傳統(tǒng)SHEPWM方程組的基礎(chǔ)上，每個(gè)周期開始時(shí)動(dòng)態(tài)選擇SHEPWM的發(fā)波方式，有效地控制中點(diǎn)電壓的平衡，并且每個(gè)周期內(nèi)動(dòng)態(tài)變換SHEPWM的開關(guān)狀態(tài)，從而有效地降低逆變器輸出共模電壓幅值，并通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)對(duì)提出的控制策略進(jìn)行了驗(yàn)證。

13L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)?/p>

3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。由光伏組件、ANPC逆變器、濾波器和電網(wǎng)組成。3L-ANPC逆變器每相橋臂由6個(gè)開關(guān)器件Sx1，Sx2，Sx3，Sx4，Sx5，Sx6(其中x表示a,b,c三相)組成，各開關(guān)器件分別反并聯(lián)一個(gè)續(xù)流二極管。設(shè)直流電壓為Udc時(shí)，每相橋臂可以輸出Udc/2,0,-Udc/2三種電平，分別用p、o、n表示。o狀態(tài)時(shí)，與NPC拓?fù)湎啾?，電流流出與電流流入時(shí)對(duì)應(yīng)的狀態(tài)各增加一條電流通路。o狀態(tài)時(shí)電流的路徑可以通過(guò)開關(guān)管的開通與關(guān)斷控制，電流可以通過(guò)上橋臂的Sx2，Sx5流入或流出，也可以通過(guò)下橋臂的Sx3，Sx6流入或流出，這種o電平的冗余狀態(tài)的加入為損耗在各個(gè)開關(guān)管之間的平衡提供了可能。因此，3L-ANPC逆變器每相有6種開關(guān)狀態(tài)，如表1所示。

圖1　3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)Fig.1　3L-ANPC photovoltaic grid-connected inverter

輸出電壓Sx1Sx2Sx3Sx4Sx5Sx6狀態(tài)Udc/2110001p0010010ou10010110ou20001001ol10101001ol2-Udc/2001110n

2SHEPWM控制策略

2.1SHEPWM三相輸出矢量化

圖2　三電平SHEPWM相電壓波形Fig.2　Waveform of three-level SHEPWM phase voltage

在SHEPWM調(diào)制方法下，每一時(shí)刻SHEPWM三相都有對(duì)應(yīng)的輸出狀態(tài)，為了方便論述，取調(diào)制度m=1時(shí)消除5、7、11和13次諧波的一組三電平SHEPWM解集為例進(jìn)行研究，其對(duì)應(yīng)的開關(guān)角度為：α1=14°,α2=63°,α3=67°,α4=83°(注：為了論述簡(jiǎn)單舍去了小數(shù)點(diǎn)后面的數(shù)據(jù))，該解集下三相SHEPWM波形如圖3所示。

圖3　SHEPWM三相輸出波形Fig.3　Three-phase SHEPWM output waveform

圖3所示的SHEPWM三相輸出狀態(tài)及其對(duì)應(yīng)的作用區(qū)間如表2所示。例如圖3中第一個(gè)陰影區(qū)域(e)所示，63°～67°對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)為ono；第二個(gè)陰影區(qū)域(f)所示，83°～97°對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)為onn。

表2SHEPWM三相輸出開關(guān)狀態(tài)及其作用區(qū)域

Table 2 Vectors of SHEPWM and their duration region

作用區(qū)間0°～3°3°～7°7°～14°14°～23°23°～37°輸出狀態(tài)onpooponppnppop作用區(qū)間37°～46°46°～53°53°～57°57°～63°63°～67°輸出狀態(tài)pnppnopoopnoono作用區(qū)間67°～74°74°～83°83°～97°97°～106°106°～113°輸出狀態(tài)pnopnnonnpnnpon作用區(qū)間113°～117°117°～123°123°～127°127°～134°134°～143°輸出狀態(tài)oonponpooponppn作用區(qū)間143°～157°157°～166°166°～173°173°～177°177°～183°輸出狀態(tài)ppoppnopnopoopn作用區(qū)間183°～187°187°～194°194°～203°203°～217°217°～226°輸出狀態(tài)oonopnnpnnonnpn作用區(qū)間226°～233°233°～237°237°～243°243°～247°247°～254°輸出狀態(tài)nponoonpooponpo作用區(qū)間254°～263°263°～277°277°～286°286°～293°293°～297°輸出狀態(tài)nppoppnppnopoop作用區(qū)間297°～303°303°～307°307°～314°314°～323°323°～337°輸出狀態(tài)nopnoonopnnpnno作用區(qū)間337°～346°346°～353°353°～357°357°～360°-輸出狀態(tài)nnponponoonp-

將表2中所有SHEPWM三相輸出狀態(tài)對(duì)應(yīng)的空間矢量圖如圖4所示，該解集下SHEPWM三相輸出狀態(tài)一共有25個(gè)空間矢量，包括6個(gè)大矢量、6個(gè)中矢量和12個(gè)成對(duì)的正負(fù)小矢量以及1個(gè)零矢量。包括所有的大矢量、中矢量、小矢量以及零矢量ooo，(由于SHEPWM波形的特性，不存在零矢量ppp和nnn)。通過(guò)研究，其它調(diào)制度或消除更多諧波的SHEPWM方程的解對(duì)應(yīng)的三相輸出也滿足上述對(duì)應(yīng)關(guān)系。因此可以采用SVPWM的思路來(lái)研究SHEPWM的控制策略。

圖4　三電平SHEPWM空間矢量圖Fig.4　Three-level space vectors diagram under　　　 SHEPWM

2.2SHEPWM控制策略的改進(jìn)

2.2.1抑制共模電壓SHEPWM原理

根據(jù)上述分析，得到SHEPWM三相輸出狀態(tài)與空間矢量的對(duì)應(yīng)關(guān)系，因此SHEPWM共模電壓的抑制可以參考SVPWM方法進(jìn)行研究[14]。

對(duì)于光伏并網(wǎng)逆變器而言，逆變器三相輸出相電壓的算術(shù)平均值為逆變器輸出共模電壓[8]。因此共模電壓UCMV大小可表示為

(1)

式中Uao、Ubo、Uco為逆變器輸出的三相相電壓瞬時(shí)值，即Udc/2、0或-Udc/2。由式(1)可以看出，3L-ANPC并網(wǎng)逆變器產(chǎn)生的共模電壓幅值有Udc/2，Udc/3，Udc/6和0共4個(gè)等級(jí)。

三電平所有空間矢量對(duì)應(yīng)的共模電壓幅值如表3所示，其中I型小矢量onn，ppo，non，opp，nno，pop和零矢量ppp，nnn這8種開關(guān)狀態(tài)產(chǎn)生的共模電壓幅值較大，而大矢量、中矢量和II型小矢量以及零矢量ooo這19種開關(guān)狀態(tài)產(chǎn)生的共模電壓較小。如果選擇這19種開關(guān)狀態(tài)去合成參考矢量，即選擇3個(gè)開關(guān)狀態(tài)之和的絕對(duì)值小于或等于1的矢量狀態(tài)(設(shè)p=1,o=0,n=-1)，理論上共模電壓幅值絕對(duì)值將被限制在小于或等于Udc/6的范圍內(nèi)。

表3　三電平矢量狀態(tài)和共模電壓幅值表

傳統(tǒng)SHEPWM方法消除6i±1(i為正整數(shù))次諧波，即 5、7、11 、13……等次諧波，這種方式應(yīng)用非常普遍，但這種方式三相輸出矢量中包含產(chǎn)生共模電壓幅值比較大的空間矢量，如表2中SHEPWM三相輸出包括pop，onn，ppo，non，opp，nno，因此傳統(tǒng)SHEPWM產(chǎn)生的共模電壓幅值絕對(duì)值將達(dá)到Udc/3。因此需要改進(jìn)SHEPWM控制策略，降低逆變器輸出共模電壓幅值，從源頭上抑制共模電壓。

如果SHEPWM三相輸出中不含有onn，ppo，non，opp，nno，pop，ppp，nnn這8種開關(guān)狀態(tài)，則可以降低逆變器輸出共模電壓最大幅值。而ppp和nnn零矢量開關(guān)狀態(tài)由于SHEPWM中不會(huì)出現(xiàn)，從而可知傳統(tǒng)SHEPWM中產(chǎn)生較大共模電壓的開關(guān)矢量為表3中I型小矢量，因此提出當(dāng)SHEPWM三相輸出開關(guān)狀態(tài)為I型小矢量型時(shí)，將其變換為與該矢量同一位置與之成對(duì)的另一個(gè)II型小矢量。例如圖3中第二個(gè)陰影區(qū)域(f)83°～97°所示，對(duì)應(yīng)的I型小矢量onn，將其變換為與該矢量同一位置與之成對(duì)的另一個(gè)II型小矢量poo，如圖4中poo和onn所示；同理將圖中第3個(gè)陰影區(qū)域(g)對(duì)應(yīng)的I型小矢量opp替換為與之成對(duì)的另一個(gè)II型小矢量noo，從而不改變SHEPWM波形的對(duì)稱型。而如圖3中第一個(gè)陰影區(qū)域(e)63°～67°所對(duì)應(yīng)的空間矢量為II型小矢量ono，則不需要進(jìn)行變換。該控制策略在不改變SHEPWM的對(duì)稱型的情況下，能有效地降低逆變器輸出共模電壓最大幅值。

當(dāng)SHEPWM三相輸出開關(guān)矢量為小矢量時(shí)，將其變換為該矢量與之成對(duì)的另一個(gè)小矢量，不會(huì)影響SHEPWM線電壓的消諧效果。例如圖4中括號(hào)標(biāo)示的同一位置的兩矢量poo與onn。其中I型小矢量onn作用下線電壓輸出電平值分別為Uab=Udc/2，Ubc=Udc/2，Uca=-Udc/2，對(duì)應(yīng)的II型小矢量poo作用下線電壓輸出電平值也分別為Uab=Udc/2，Ubc=Udc/2，Uca=-Udc/2，若將正小矢量onn切換為與之成對(duì)的負(fù)小矢量poo，其線電壓輸出相等，因而切換前后線電壓波形相同，線電壓諧波頻譜一致。由于三相系統(tǒng)一般關(guān)心線電壓輸出，因此不影響線電壓諧波消除效果。

2.2.2SHEPWM控制中點(diǎn)電壓平衡

通過(guò)研究，SHEPWM對(duì)稱波形在3L-ANPC逆變器穩(wěn)態(tài)時(shí)具有中點(diǎn)電壓自平衡的特性，但實(shí)際運(yùn)行中，由于光伏組件電壓變化、電網(wǎng)電壓變化、溫度變化、器件參數(shù)不一致等的影響，在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中存在中點(diǎn)電壓波動(dòng)。因此下面對(duì)SHEPWM的中點(diǎn)電壓平衡進(jìn)行研究。

令電流從逆變器流出時(shí)方向?yàn)檎?，a相輸出電壓相位角為θ，負(fù)載功率因素角為φ，三相負(fù)載電流ia，ib，ic的瞬時(shí)值表達(dá)式為

(2)

由于

Icos(θ-φ+180°)=-Icos(θ-φ)。

(3)

因而可以得到

ia(θ+180°)=-ia(θ)。

(4)

同理有：

ib(θ+180°)=-ib(θ),

(5)

ic(θ+180°)=-ic(θ)。

(6)

以a相相位為參考相位，SHEPWM三相輸出在a相某相位時(shí)產(chǎn)生的中點(diǎn)電流瞬時(shí)值為[15]

iNP(θ)=-(|Sa(θ)|ia(θ)+|Sb(θ)|ib(θ)+

|Sc(θ)|ic(θ))。

(7)

式中

由于SHEPWM波形關(guān)于180°奇對(duì)稱，從而有開關(guān)狀態(tài)滿足：

|Sa(θ+180°)|=|Sa(θ)|,

(8)

|Sb(θ+180°)|=|Sb(θ)|,

(9)

|Sc(θ+180°)|=|Sc(θ)|。

(10)

而相位延遲180°后輸出矢量產(chǎn)生的中點(diǎn)電流為

iNP(θ+180°)=-[|Sa(θ+180°)|ia(θ+180°)+

|Sb(θ+180°)|ib(θ+180°)+|Sc(θ+180°)|ic(θ+180°)]=

-[-|Sa(θ°)|ia(θ)-|Sb(θ)|ib(θ)-|Sc(θ°)|ic(θ)]=

|Sa(θ)|ia(θ)+|Sb(θ)|ib(θ)+|Sc(θ°)|ic(θ)=

-iNP(θ)。

(11)

在穩(wěn)態(tài)時(shí)，式(11)表明以a相為參考相位，SHEPWM三相輸出在0°～180°作用區(qū)域內(nèi)的輸出矢量與180°～360°作用區(qū)域內(nèi)的輸出矢量對(duì)中點(diǎn)電壓的影響是相反的。因此若每相負(fù)載電流是對(duì)稱的正弦波，SHEPWM能實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電壓自平衡。

若從180°相位開始發(fā)波，即每個(gè)周期a相從負(fù)半軸開始發(fā)波，b、c兩相依次相差120°，如圖5所示，并且根據(jù)式(4)～式(11)的推導(dǎo)，該發(fā)波方式在一個(gè)周期內(nèi)對(duì)中點(diǎn)電壓的影響與圖3所示從0°相位開始發(fā)波方式是相反的。

圖5　從180°相位開始發(fā)波三相SHEPWM波形Fig.5　Three-phase SHEPWM waveforms from 180°

為了進(jìn)一步分析在兩種發(fā)波方式下輸出開關(guān)序列對(duì)中點(diǎn)電壓的影響，討論0°～60°范圍內(nèi)SHEPWM三相輸出開關(guān)序列對(duì)中點(diǎn)電壓的影響，根據(jù)表2，從0°相位開始發(fā)波方式下，0°～60°內(nèi)輸出開關(guān)序列為onp-oop-onp-pnp-pop-pnp-pno-poo-pno，由于在每個(gè)周期內(nèi)先通過(guò)切換SHEPWM三相輸出開關(guān)狀態(tài)抑制共模電壓，因此開關(guān)序列將變換為序列I：onp-oop-onp-pnp-ono-pnp-pno-poo-pno；根據(jù)圖4所示，從180°相位開始發(fā)波方式下，0°～60°內(nèi)輸出開關(guān)序列為opn-oon-opn-npn-non-npn-npo-noo-npo，抑制共模電壓切換三相輸出開關(guān)狀態(tài)后的輸出開關(guān)序列為序列II：opn-oon-opn-npn-opo-npn-npo-noo-npo。對(duì)比序列I和序列II，開關(guān)狀態(tài)滿足式(8)、式(9)、式(10)，則根據(jù)式(4)～式(11)知兩開關(guān)序列對(duì)中點(diǎn)電壓的影響是相反的。

因此通過(guò)中點(diǎn)電壓的反饋，在每個(gè)周期開始時(shí)，選擇合適的SHEPWM發(fā)波方式，可以有效地控制中點(diǎn)電壓的平衡。

3仿真與實(shí)驗(yàn)

3.1仿真研究

為了驗(yàn)證控制策略的有效性，在Matlab/SIMULINK中搭建了3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變器仿真模型進(jìn)行驗(yàn)證，仿真系統(tǒng)由光伏組件模塊、算法模塊、逆變器主電路模塊、測(cè)量模塊、濾波模塊和電網(wǎng)等部分組成, 參數(shù)如表4所示。采用SHEPWM調(diào)制方法，取調(diào)制度m=1，參考開關(guān)角度為α1=14.225 1°、α2=63.348 9°、α3=67.886 8°、α4=83.579 2°，消除5、7、11次諧波。

表4　仿真實(shí)驗(yàn)參數(shù)

圖6(a)、圖6(b)分別為從0°相位開始發(fā)波和從180°相位開始發(fā)波兩種控制方式下中點(diǎn)電壓波形。從兩圖可以看出從0°相位開始發(fā)波方式下，本文所給出解集下的SHEPWM三相輸出矢量使中點(diǎn)電勢(shì)偏高。從180°相位開始發(fā)波方式下，中點(diǎn)電勢(shì)偏低。若單獨(dú)采取兩種控制方式，中點(diǎn)電壓容易發(fā)散。圖6(c)為提出的控制策略下，即在每個(gè)周期開始時(shí)，動(dòng)態(tài)選擇SHEPWM發(fā)波方式下的中點(diǎn)電壓波形，從圖中可以看出在該控制策略下中點(diǎn)電壓平衡得到了有效控制。圖6(d)為提出的控制策略下a相電壓波形，圖6(e)、圖6(f)分別為共模電壓波形及一個(gè)周期內(nèi)的相電壓頻譜分析，可見在論文提出的控制策略下逆變器輸出共模電壓最大幅值能抑制在直流母線電壓的1/6之內(nèi)，相比傳統(tǒng)SHEPWM方式，在該策略下逆變器輸出共模電壓得到了有效地抑制，同時(shí)每個(gè)周期內(nèi)5、7、11次諧波被有效地消除。

圖6　仿真波形Fig.6　Simulation waveform

3.2實(shí)驗(yàn)研究

為了進(jìn)一步證實(shí)論文控制策略的有效性，搭建了3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，調(diào)制度和開關(guān)角度和參數(shù)與仿真一致。光伏組件根據(jù)Trinasolar公司的Honey 組件參數(shù)，采用Chroma-62150H光伏模擬器進(jìn)行模擬，ANPC逆變器采用DSP(TMS320F28335)和CPLD(EPM1270T144I5N)為核心控制器，IRF840 MOSFET為主開關(guān)器件。其中DSP用來(lái)進(jìn)行采樣和控制計(jì)算，將每相的實(shí)時(shí)輸出狀態(tài)及作用時(shí)間傳輸?shù)紺PLD中，CPLD通過(guò)接收DSP運(yùn)算結(jié)果產(chǎn)生相應(yīng)的SHEPWM波，并且CPLD還用來(lái)進(jìn)行I/O口擴(kuò)展和死區(qū)保護(hù)。光伏逆變器輸出經(jīng)過(guò)LCL濾波，通過(guò)隔離升壓變壓器接入電網(wǎng)。

在論文控制策略下，采用Tektronix數(shù)字示波器測(cè)量實(shí)驗(yàn)結(jié)果保存數(shù)據(jù)后繪制波形如圖7所示。

圖7(a)為中點(diǎn)電壓波形，可見直流母線上下側(cè)電容電壓逐漸趨于平衡，即采用論文算法時(shí)中點(diǎn)電位能保持平衡。圖7 (b)為ANPC逆變器輸出a相電壓波形，可見在論文控制策略下波形開關(guān)狀態(tài)發(fā)生了相應(yīng)變換。圖7(c)為在論文控制策略下逆變器輸出共模電壓波形，最大幅值在20 V左右，抑制在直流母線電壓的1/6附近，相比傳統(tǒng)SHEPWM方式，逆變器輸出共模電壓最大幅值下降了約50%。由于共模電壓為負(fù)載中性點(diǎn)對(duì)直流母線的中點(diǎn)電壓，因此中點(diǎn)電壓的波動(dòng)會(huì)引起如圖中所示共模電壓的波動(dòng)效果。圖7(d)表示采用提出的控制策略下線電壓頻譜分析，根據(jù)圖可知，5、7、11次諧波被有效地消除，最低次諧波直到13次才出現(xiàn)，與預(yù)期消諧波效果一致。圖7(e)為提出的控制策略下逆變器輸出的單相電網(wǎng)側(cè)相電壓和電流波形，輸出波形能夠滿足并網(wǎng)要求。

圖7　實(shí)驗(yàn)波形Fig.7　Experimental waveform

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明在不影響SHEPWM波形的對(duì)稱性和消除線電壓特定諧波的前提下，提出的控制策略可以有效地降低并網(wǎng)逆變器輸出的共模電壓和保持中點(diǎn)電壓平衡，輸出的電壓和電流波形滿足并網(wǎng)要求。

4結(jié)論

有效地控制中點(diǎn)電壓的平衡和減小輸出共模電壓可以顯著提高3L-ANPC光伏并網(wǎng)逆變器輸出的電能質(zhì)量。本文以3L-ANPC 光伏并網(wǎng)逆變器為模型，研究了三相SHEPWM輸出的矢量關(guān)系，分析了SHEPWM的解對(duì)應(yīng)的開關(guān)矢量對(duì)中點(diǎn)電壓的影響，以及各矢量產(chǎn)生的共模電壓幅值，從而提出了一種改進(jìn)的SHEPWM控制策略，該控制策略通過(guò)在每個(gè)周期內(nèi)先動(dòng)態(tài)變換SHEPWM開關(guān)狀態(tài)，將一個(gè)小矢量替換為同一位置與之成對(duì)的另一個(gè)小矢量，在不影響消除線電壓特定諧波前提下，有效地降低逆變器輸出的共模電壓。且在每個(gè)周期來(lái)臨時(shí)，根據(jù)中點(diǎn)電壓的偏移情況動(dòng)態(tài)選擇SHEPWM的發(fā)波方式，從而有效地控制中點(diǎn)電壓的平衡。最后通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制策略的有效性。提出的控制策略在兩個(gè)周期切換時(shí)可能增加了器件的開關(guān)損耗，需要進(jìn)一步研究。本文提出的方法可以推廣到其他拓?fù)浜透唠娖綌?shù)的多電平逆變器中。

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(編輯：劉琳琳)

Optimized control method for three-level photovoltaic grid-connected inverter using SHEPWM

HU Cun-gang1,2,3,HU Jun1,MA Da-jun1,WANG Qun-jing1,2,3,LUO Fang-lin1,4

(1.School of Electrical Engineering and Automation, Anhui University, Hefei 230601, China；2.Collaborative Innovation Center of Industrial Energy-saving and Power Quality Control, Anhui University, Hefei 230601, China；3.Engineering Research Center of Power Quality, Ministry of Education, Anhui University, Hefei 230601, China；4. School of Electrical and Electronic Engineering, Nanyang Technological University, Singapore 639798, Singapore)

Abstract:It is important to improve output power quality, suppress common-mode voltage (CMV) and reduce electromagnetic interference for photovoltaic grid-connected inverter. An improved selective harmonics elimination pulse width modulation (SHEPWM) for three-level active neutral point clamped (3L-ANPC)was proposed.In this strategy, the three-phase waveforms of SHEPWM was regarded as the space state vectors. The three-phase states of SHEPWM have different effects on the CMV and the neutral-point potential (NP). In the condition of keeping the NP balancing, the CMV of 3L-ANPC inverter is effectively reduced. The simulation and experimental results are provided to verify the effectiveness of the proposed control strategy.

Keywords:photovoltaic grid-connected inverter; active neutral point clamped; SHEPWM; common-mode voltage; neutral-point potential

收稿日期:2015-10-22

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金(51307002)；安徽省高校自然科學(xué)研究重大項(xiàng)目(KJ2016SD02)

作者簡(jiǎn)介：胡存剛(1978—)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)槎嚯娖阶儞Q器、光伏發(fā)電和微電網(wǎng)；

通信作者:胡存剛

DOI:10.15938/j.emc.2016.07.010

中圖分類號(hào):TM 464,TM 615

文獻(xiàn)標(biāo)志碼:A

文章編號(hào):1007-449X(2016)07-0074-08

胡軍(1990—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖阶儞Q器；

馬大俊(1993—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)槎嚯娖阶儞Q器；

王群京(1960—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡姍C(jī)及其控制、電能質(zhì)量和新能源微電網(wǎng)；

羅方林(1948—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)。