王強，　唐朝垠，　王天施，　劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

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結(jié)構(gòu)簡單的諧振極型零電流軟開關(guān)逆變器

王強，唐朝垠，王天施，劉曉琴

(遼寧石油化工大學 信息與控制工程學院，遼寧 撫順 113001)

摘要:針對諧振極型零電流軟開關(guān)逆變器的拓撲電路的輔助開關(guān)較多所導(dǎo)致的逆變器體積大、成本高、效率低以及控制策略復(fù)雜等問題，提出一種結(jié)構(gòu)簡單的諧振極型零電流軟開關(guān)逆變器拓撲電路，逆變器的每一相僅使用了1個輔助開關(guān)、1個諧振電感、1個諧振電容和2個輔助二極管來完成電路諧振。因此，該拓撲電路可以減小逆變器體積，降低成本，簡化控制策略和提高效率。分析了逆變器在不同模式下的工作原理，給出了軟開關(guān)實現(xiàn)條件和實際參數(shù)設(shè)計過程，建立了輔助電路功率損耗的數(shù)學模型。制作了一臺2 kW的單相實驗樣機和一臺6 kW的三相實驗樣機，實驗結(jié)果表明該逆變器的主開關(guān)和輔助開關(guān)器件都可以實現(xiàn)零電流軟開關(guān)。該軟開關(guān)逆變器可以降低損耗和提高效率。

關(guān)鍵詞:逆變器；輔助開關(guān)；零電流；軟開關(guān)；諧振

0引言

高頻工作時，硬開關(guān)逆變器會產(chǎn)生嚴重的開關(guān)損耗，并且伴隨著嚴重的噪聲污染和電磁干擾。為此，軟開關(guān)技術(shù)誕生，并被應(yīng)用到硬開關(guān)逆變器中。軟開關(guān)逆變器是指在硬開關(guān)逆變器中添加輔助諧振電路，利用輔助電路中電感和電容的諧振作用，實現(xiàn)零電壓開關(guān)或零電流開關(guān)，減小開關(guān)損耗，降低噪聲污染和電磁干擾[1]。

相比于諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，諧振極型軟開關(guān)逆變器擁有更加突出的優(yōu)良性能，該類型逆變器采用三組輔助諧振電路，分別接在三相逆變器的每一相上，逆變器的三組輔助電路可實現(xiàn)獨立控制，為三相逆變器各相橋臂上的主開關(guān)創(chuàng)造軟開關(guān)條件，解決了輔助開關(guān)和逆變器主開關(guān)在同步操作上的沖突問題，可方便的采用常規(guī)的脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)策略進行輸出電壓控制[2-3]。

研究人員經(jīng)過長期的研究和探索，提出了多種諧振極型軟開關(guān)逆變器拓撲電路[4-12]，但是這些拓撲電路仍存在不足。文獻[4-7]提出的三相拓撲電路使用的輔助開關(guān)器件數(shù)不少于6個，輔助電路中設(shè)置了變壓器來輔助換流，不僅增大了逆變器的體積和成本，而且使逆變器的控制變得非常復(fù)雜；文獻[8]提出的三相拓撲電路使用的輔助開關(guān)器件數(shù)僅為3個，但是輔助電路中仍然設(shè)置變壓器來輔助電流。文獻[4-8]提出的拓撲結(jié)構(gòu)中設(shè)置的變壓器容易造成占空比丟失，當變壓器向直流電源回饋能量時，使直流電源無法向負載正向傳遞能量。文獻[9-10]提出的三相拓撲電路中的輔助開關(guān)數(shù)為6個，輔助電路中沒有設(shè)置變壓器，可以使逆變器主開關(guān)在零電壓條件下開通，但是關(guān)斷主開關(guān)時，流過主開關(guān)的電流并沒有提前減小到零，僅靠并聯(lián)在主開關(guān)兩端的電容來減小其端電壓的上升率，無法實現(xiàn)零電流關(guān)斷，使用絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)作為開關(guān)器件時，無法消除開關(guān)關(guān)斷時產(chǎn)生的拖尾電流，導(dǎo)致主開關(guān)產(chǎn)生關(guān)斷損耗；文獻[11-12]中提出的拓撲電路，可以使主開關(guān)在零電壓零電流條件下完成開通和關(guān)斷，解決了容性開通損耗問題和拖尾電流問題，但是三相拓撲電路中的輔助開關(guān)數(shù)也多達6個。

針對以上問題，本文提出了一種結(jié)構(gòu)簡單的諧振極型零電流軟開關(guān)逆變器，其主要特點為：1)每相輔助電路只含有1個輔助開關(guān)，1個諧振電容，1個諧振電感和2個輔助二極管，結(jié)構(gòu)簡單，有利于簡化控制策略，減小逆變器體積和降低逆變器成本；2)逆變器主開關(guān)和輔助開關(guān)都實現(xiàn)了零電流軟開關(guān)，當使用IGBT作為開關(guān)器件時，該逆變器能夠很好的解決IGBT關(guān)斷時的拖尾電流問題，有效降低關(guān)斷損耗。文中分析了逆變器在不同模式下的工作原理，給出了軟開關(guān)實現(xiàn)條件和實際參數(shù)設(shè)計過程，建立了輔助電路功率損耗的數(shù)學模型。最后在一臺2 kW的單相實驗樣機和一臺6 kW的三相實驗樣機上驗證了提出的新型拓撲結(jié)構(gòu)的有效性。

1電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1電路結(jié)構(gòu)

新電路的三相電路如圖1所示，三相逆變器的A、B、C三相上各有一組諧振電路，每組諧振電路均包含1個輔助開關(guān)，1個諧振電容、1個諧振電感和2個輔助二極管。單相等效電路如圖2所示。E為直流電源，Sxa為輔助開關(guān)，Dca和Dxa為輔助二極管，Cra為諧振電容，Lra為諧振電感，設(shè)Cr=Cra，Lr=Lra，負載電流為I0(在一個開關(guān)周期內(nèi)I0恒定)，iLr為流過Lr的電流，uCr為諧振電容Cr的端電壓。輔助諧振電路工作時，可使流過逆變器主開關(guān)和輔助開關(guān)的電流周期性減小到零，在流過開關(guān)的電流為零時切換開關(guān)狀態(tài)，可實現(xiàn)零電流軟開關(guān)，降低開關(guān)損耗。

1.2工作原理

為簡化分析，可假設(shè)：1)在逆變器換流期間，負載電流I0可當成恒定值；2)所有電路元件都為理想元件。本文將詳細分析逆變器單相電路中的換流過程，單相等效電路如圖2所示，在負載電流I0為負(方向與圖2中的I0正方向相反)的情況下，電路工作過程分為11個模式，特征工作波形如圖3所示，各模式等效電路如圖4所示，圖2中箭頭指向為物理量的參考正方向，圖4中箭頭指向為電路工作時物理量實際方向。需要說明的是在三相逆變器的每一相電路中，圖4中的負方向的負載電流I0在流過本相下橋臂的主開關(guān)，本相負載和另一相上橋臂的主開關(guān)或者流過本相上橋臂主開關(guān)反并聯(lián)的續(xù)流二極管，本相負載和另一相下橋臂主開關(guān)反并聯(lián)的續(xù)流二極管之后，最后流回直流電源形成閉合回路。

工作模式：

1)模式1(t-t0)：假設(shè)為電路初始狀態(tài)，負載電流I0方向為負方向，I0通過二極管D1續(xù)流，此時S1處于開通狀態(tài)，輔助電路不工作，電路處于穩(wěn)態(tài)。此時，iLr=0，uCr=U0(0

圖1　結(jié)構(gòu)簡單的諧振極型零電流開關(guān)逆變器Fig.1　A resonant pole type zero current switching　　　 inverter with the simple structure

圖2　單相等效電路Fig.2　One phase equivalent circuit

圖3　電路的特征工作波形Fig.3　Characteristic waveforms of circuit

2)模式2(t0-t1)：在t0時刻開通輔助開關(guān)Sxa，因為諧振電感Lr減小了流過Lr電流的上升率，所以Lr實現(xiàn)了零電流軟開通。Sxa開通后，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr同時被充電，iLr和uCr都逐漸增大，流過D1的電流開始減小，在t1時刻，當iLr增大到最大值I0時，uCr增大到U1，D1自然關(guān)斷，本模式結(jié)束。在t1時刻開通S2，則S2可實現(xiàn)零電壓零電流軟開通。本模式運動軌跡為圖5中t0～t1段，其運動曲線方程為

[iLr(t)Zr]2+[uCr(t)-E]2=(E-U0)2。

(1)

圖4　各工作模式的等效電路Fig.4　Equivalent circuits under different operation　　　 modes

將iLr(t1)=I0代入式(1)中，得到uCr在t1時刻的值U1為

(2)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(3)

uCr(t)=E-(E-U0)cos[ωr(t-t0)]。

(4)

本模式的持續(xù)時間為

(5)

圖5　逆變器的相平面Fig.5　Phase-plane of inverter

3)模式3(t1-t2)：從t1時刻開始，諧振電感Lr對諧振電容Cr進行充電，uCr繼續(xù)增大，iLr開始減小，流過S2的電流開始增大，其增大速率與iLr減小速率相同，在t2時刻，iLr減小到零，uCr增大到正向最大值U2，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡為圖5中t1～t2段，其運動曲線方程為

(6)

將iLr(t2)=0代入式(6)中，得到uCr在t6時刻的值U2為

(7)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(8)

uCr(t)=I0Zrsin[ωr(t-t1)]+U1cos[ωr(t-t1)]。

(9)

本模式的持續(xù)時間為

(10)

4)模式4(t2-t3)：在t2時刻，二極管Dxa開始導(dǎo)通，Sxa被短路，流過Sxa的電流為零，此時關(guān)斷Sxa，Sxa可實現(xiàn)零電流軟關(guān)斷。從t2時刻開始，電路繼續(xù)諧振，Cr對Lr反向充電，uCr開始減小，iLr反向增大，當uCr減小到零時，iLr反向增大到最大值，此后，Lr對Cr反向充電，在t3時刻，iLr反向減小到零，uCr增大到反向最大值U3，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡為圖5中t2～t3段，其運動曲線方程為

(11)

將iLr(t3)=0代入式(11)中，得到uCr在t3時刻的值U3為

(12)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(13)

uCr(t)=-U2sin[ωr(t-t2)]。

(14)

本模式持續(xù)的時間為

(15)

5)模式5(t3-t4)：在t3時刻，iLr反向減小到零，Dxa自然關(guān)斷，Dca開始導(dǎo)通，Cr對Lr充電，uCr減小，iLr增大。當uCr減小到等于母線電壓E時，iLr達到最大值，此后，iLr開始減小。在t4時刻，iLr減小到零，uCr反向減小到U4，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡為圖5中t3～t4段，其運動曲線方程為

[iLr(t)Zr]2+[uCr(t)+E]2=(U3+E)2。

(16)

將iLr(t4)=0代入式(16)中，得到t4時刻uCr值U4為

U4=uCr(t4)=-U3-2E。

(17)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(18)

uCr(t)=-E-(U3+E)cos[ωr(t-t3)]。

(19)

本模式持續(xù)的時間為

(20)

6)模式6(t4-t5)：t4時刻，iLr再次減小到零，二極管Dca自然關(guān)斷，負載電流I0全部經(jīng)S2續(xù)流，本模式在t5時刻結(jié)束，本模式的持續(xù)時間可以根據(jù)實際需要來設(shè)定。本模式運動軌跡為一點，如圖5中t4～t5段。

7)模式7(t5-t6)：在t5時刻再次開通Sxa，因為Lr減小了流過Sxa電流上升率，所以Sxa實現(xiàn)了零電流軟開通。Sxa開通后，Lr和Cr開始諧振，Cr對Lr充電，iLr增大，uCr減小，且流過S2的電流開始減小，其減小速率與iLr增大速率相同，在t6時刻，iLr增大到等于負載電流I0時，uCr減小到U5，流過S2的電流減小到零，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡為圖5中t5～t6段，其運動曲線方程為

(21)

將iLr(t6)=I0代入式(21)中，得到t6時刻uCr值U5為

(22)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(23)

uCr(t)=U4cos[ωr(t-t5)]。

(24)

本模式持續(xù)的時間為

(25)

8)模式8(t6-t7)：t6時刻，S2的反并聯(lián)二極管D2開始導(dǎo)通續(xù)流，此時關(guān)斷S2，則S2可實現(xiàn)零電壓零電流軟關(guān)斷。從t6時刻開始，Cr繼續(xù)對Lr充電，iLr繼續(xù)增大，當uCr反向減小到等于零時，iLr增大到最大，此后Lr放電，Cr充電，當iLr減小到I0時uCr減小到等于U6，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡為圖5中t6～t7段，其運動曲線方程為

(26)

將iLr(t7)=I0代入式(26)中，得到t7時刻uCr值U6為

(27)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(28)

uCr(t)=U5cos[ωr(t-t6)]+I0Zrsin[ωr(t-t6)]。

(29)

由式(28)可求出本模式中諧振電流最大值Ipmax為

(30)

本模式持續(xù)的時間為

(31)

9)模式9(t7-t8)：t7時刻iLr減小到等于負載電流I0，二極管D2自然關(guān)斷，此時因為S2處于斷開狀態(tài)，所以負載電流I0對Cr充電，因為I0恒定，所以Lr的端電壓為零，uCr逐漸增大，在t8時刻uCr增大到等于母線電壓E，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡如圖5中t7～t8段。

本模式持續(xù)的時間為

(32)

10)模式10(t8-t9)：t8時刻uCr=E，二極管D1導(dǎo)通續(xù)流，Lr和Cr再次發(fā)生諧振，Lr放電，Cr充電，iLr減小，uCr增大，在t9時刻iLr減小到零，uCr增大到最大值U7，負載電流全部經(jīng)D1續(xù)流，本模式結(jié)束。本模式運動軌跡為圖5中t8～t9段。其運動曲線方程為

(33)

將iLr(t9)=0代入式(32)中，得到t9時刻uCr值U7為

U7=uCr(t9)=E+I0Zr。

(34)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

iLr(t)=I0cos[ωr(t-t8)],

(35)

uCr(t)=E+I0Zrsin[ωr(t-t8)]。

(36)

本模式持續(xù)的時間為

(37)

11)模式11(t9-t10)：t9時刻iLr減小到零，Dxa導(dǎo)通，此時關(guān)斷Sxa，Sxa可實現(xiàn)零電流軟關(guān)斷。從t9時刻開始，Cr對Lr反向充電，iLr反向增大，uCr減小，流過Dxa電流逐漸增大，流過D1的電流逐漸減小，其速率與iLr反向增大的速率相同，當uCr減小到E時，iLr達到最大值，此后，Lr放電，iLr減小，uCr繼續(xù)減小，在t10時刻iLr減小到零，Dxa自然關(guān)斷，本模式結(jié)束，此時uCr減小到U8，I0全部經(jīng)二極管D1續(xù)流。本模式運動軌跡為圖5中t9～t10段。其運動曲線方程為

(38)

將iLr(t10)=0代入式(37)中，得到t10時刻uCr值U7為

U8=uCr(t10)=U7-E。

(39)

本模式中，iLr和uCr的表達式分別為：

(40)

uCr(t)=E+U7cos[ωr(t-t9)]。

(41)

本模式持續(xù)的時間為

(42)

至此一個完整的負載電流為負的PWM周期結(jié)束，然后電路又進入初始狀態(tài)開始下個周期的工作。負載電流為正的工作模式與此類似，這里不再進行詳細分析。

1.3軟開關(guān)實現(xiàn)條件

1)為了使輔助開關(guān)Sxa在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電流開通，需要式(43)和式(44)成立。

(43)

(44)

2)在輔助二極管Dxa導(dǎo)通續(xù)流期間關(guān)斷輔助開關(guān)Sxa，Sxa可實現(xiàn)零電流關(guān)斷，則需要滿足式(45)和式(46)。

Ton1(Sxa)=(T2+T3+T4)|I0=I0max，

(45)

Ton2(Sxa)=(T7+T8+T9+T11)|I0=I0max。

(46)

其中：Ton1(Sxa)和Ton2(Sxa)分別為Sxa在每個開關(guān)周期內(nèi)兩次開通后處于導(dǎo)通狀態(tài)的時間；I0max為負載電流最大值。

2)為了確保逆變器主開關(guān)在全負荷范圍內(nèi)都實現(xiàn)零電流開通，輔助開關(guān)Sxa第一次開通持續(xù)時間必須不小于二極管D1的續(xù)流時間，需滿足

Ton1(Sxa)≥T2|I0=I0max。

(47)

4)主開關(guān)的反并聯(lián)二極管續(xù)流期間關(guān)斷逆變器主開關(guān)，可實現(xiàn)零電流關(guān)斷，為了確保逆變器主開關(guān)在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電流關(guān)斷，并且降低損耗，主開關(guān)關(guān)斷時諧振電流的最大值Ipmax必須滿足

(48)

1.4電路中器件承受的電壓和電流應(yīng)力

在t2時刻，iLr減小到零，此時uCr達到正向最大值，在t9時刻，iLr再次減小到零，此時uCr再次達到正向最大值；模式4中，當uCr減小到零時，iLr達到反向最大值，此時流過二極管Dxa的電流值最大；在模式5中，當uCr反向減小到E時，流過二極管Dca的值最大；在模式8中，當uCr減小到零時，iLr達到正向最大值，此時流過Sxa的電流值最大。

流過諧振電感Lr正向和負向電流最大值iLrmax(正)和iLrmax(負)可分別表示為：

(49)

(50)

流過輔助開關(guān)Sxa電流最大值iSxamax可表示為

(51)

流經(jīng)輔助二極管Dxa和Dca電流最大值iDxamax和iDcamax可分別表示為：

(52)

(53)

2輔助器件功率損耗的理論分析

由前文中的理論分析可知，逆變器的所有主開關(guān)和輔助開關(guān)都可以實現(xiàn)零電流開通和關(guān)斷，開關(guān)損耗為零。在理想狀態(tài)下，諧振電感Lr和諧振電容Cr的電阻很小，所以其功耗可近似為零。但是輔助開關(guān)Sxa及輔助二極管Dxa和Dca存在通態(tài)損耗。設(shè)輔助二極管Dxa和Dca的通態(tài)壓降為VEC，輔助開關(guān)Sxa通態(tài)壓降為VCE，開關(guān)頻率為fc。根據(jù)一個開關(guān)周期內(nèi)的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到單相輔助電路中各器件的功率損耗數(shù)學模型[13-15]。

輔助開關(guān)Sxa的通態(tài)損耗PSxa可表示為

VCE[3E-U0-2U5]Crfc=

Crfc+VCE(3E-U0)Crfc。

(54)

輔助二極管Dxa和Dca的通態(tài)損耗PDxa和PDca可分別表示為：

(55)

(56)

由式(44)～式(49)可得單相輔助諧振電路的總功率損耗Padd可表示為

Padd=PSxa+PDxa+PDca=

VCE[3E-U0-2U5]Crfc+VEC(2E-U2)Crfc=

VCE(3E-U0)Crfc。

(57)

3實際參數(shù)設(shè)計過程

為了使Sxa在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電流開通，由式(43)和式(44)可得：

(58)

(59)

由前文1.2節(jié)的理論分析可知U4>U0，考慮Lr對輔助電路功耗的影響，為留有一定的裕量，取Lr為

(60)

根據(jù)反正玄函數(shù)的定義，由式(5)可得

(61)

考慮到外界其他不定因素的影響，對Cr取值時應(yīng)留有一定的裕量，Cr可取為

(62)

將E，U0，Lr和Cr代入到式(47)和式(48)中，可驗證設(shè)計參數(shù)是否可使主開關(guān)在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電流開關(guān)，然后在將設(shè)計參數(shù)代入式(45)和式(46)中，可求出使輔助開關(guān)實現(xiàn)零電流開關(guān)兩次開通持續(xù)時間。

4實驗結(jié)果

為了驗證本文提出的新拓撲電路的有效性，根據(jù)前文1.2節(jié)和1.3節(jié)的理論分析，制作了一臺2 kW單相實驗樣機，如圖6所示。實際參數(shù)設(shè)置如下：直流母線電壓E=300 V，諧振電容Cr初始電壓U0=220 V，額定輸出功率P0=2 kW，輸出電流最大值I0max=28.3 A，諧振電容Cr=0.2F，諧振電感Lr=3H，分壓電容Cd1=Cd2=1 200F，輸出相電壓有效值u0=106 V，輸出端所接的濾波電感La=0.9 mH，輸出端所接的濾波電容Ca=10F，負載電阻Ra=5.3 Ω，開關(guān)頻率fc=20 kHz，輸出頻率f0=50 Hz，開關(guān)器件通態(tài)壓降為VCE=0.5 V，輔助二極管通態(tài)壓降為VEC=0.5 V，開關(guān)器件允許的開通瞬間電流變化率(di/dt)r=30 A/s。實驗中該單相實驗樣機采用正弦波脈寬調(diào)制方法。

圖6　實驗電路圖Fig.6　Circuit in the experiment

實驗波形如圖7所示，圖7(a)為逆變器在一個PWM周期內(nèi)iLr與uCr的實驗波形圖，從該圖中可以看出，實驗中iLr與uCr波形與圖3 中理論分析的特征波形基本吻合；圖7(b)為輔助開關(guān)Sxa開通與關(guān)斷時iSxa與uSxa的實驗波形，從該圖中可以看出，輔助開關(guān)Sxa開通后，流過Sxa的電流以較小的速率緩慢上升，uSxa以較大的速率快速減小到零，iSxa與uSxa的重疊區(qū)域大大減小，Sxa關(guān)斷前，iSxa已經(jīng)提前減小到零，所以Sxa實現(xiàn)了零電流開關(guān)；圖7(c)為主開關(guān)S2開通與關(guān)斷時iS2與uS2的實驗波形圖從該圖中可以看出，S2開通后，iS2以較小的速率緩慢上升，uS2以較大的速率快速減小到零，iS2與uS2的重疊區(qū)域大大減小，S2關(guān)斷前iS2已經(jīng)提前減小到零，所以S2實現(xiàn)了零電流開關(guān)；圖7(d)為逆變器輸出頻率為50 Hz時的相電壓u0的波形，由圖可以看出波形為正弦波，說明輔助電路對逆變器的正常運行影響較小。

圖7　實驗波形Fig.7　Experimental waveforms

為驗證本文提出的軟開關(guān)逆變器在效率上的優(yōu)勢，在同等實驗條件下對傳統(tǒng)的硬開關(guān)逆變器、文獻[12]提出的軟開關(guān)逆變器以及本文所提出的軟開關(guān)逆變器的單相電路做了效率測試，如圖8所示。測試時3種逆變器的單相電路輸出電壓有效值都設(shè)定為106 V，在3種逆變器單相電路的輸出功率都達到2 kW時，分別測量其輸入功率，最后求得各自的效率。為了減小測量誤差，在同一條件下測量4次，最后取其平均值。在輸出功率2 kW時，軟開關(guān)逆變器的實測效率達到96.7%，相比于硬開關(guān)逆變器，效率提高2.8%，相比于文獻[12]中提出的軟開關(guān)逆變器提高了1.4%。

圖8　實測效率曲線Fig.8　Measured efficiency curve

為進一步驗證該軟開關(guān)逆變器的有效性，根據(jù)圖1和以上實驗參數(shù)，以單相實驗樣機為基礎(chǔ)，制作了1臺功率為6 kW的三相實驗樣機，該實驗樣機采用空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)，在每個開關(guān)周期內(nèi)，只有1個橋臂的主開關(guān)狀態(tài)發(fā)生切換，其余2個橋臂的開關(guān)狀態(tài)不發(fā)生變化。因此，每個開關(guān)周期內(nèi)，只有1相輔助諧振電路工作，這有利于降低輔助電路損耗和提高效率。圖9為三相實驗樣機輸出的三相電流ia，ib和ic的實驗波形，輸出頻率為50 Hz。如圖9所示，三相實驗樣機輸出電流波形為光滑的正弦波，各相輸出電流波形獨立可控，互不影響，并沒有因為增加輔助諧振電路，使逆變器的電流波形產(chǎn)生畸變。

圖9　三相電流實驗波形Fig.9　Experimental waveforms of three-phase current

在相同的實驗條件下對本文所提出的軟開關(guān)逆變器和傳統(tǒng)的硬開關(guān)逆變器以及文獻[12]提出的軟開關(guān)逆變器也進行了三相電路的效率測試，測試方法與單相電路的效率測試方法相同。在輸出功率達到6 kW時，本文所提出的新型三相軟開關(guān)逆變器的實測效率達到97.5%，相比于傳統(tǒng)的三相硬開關(guān)逆變器效率提高了3.1%，相比于文獻[12]中提出的三相軟開關(guān)逆變器效率提高1.6%。因為三相電路實驗時，如圖1所示，電路中無分壓電容，沒有中性點電位的變化問題，更有利于實現(xiàn)軟開關(guān)，而且三相電路采用了空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)，使每個開關(guān)周期內(nèi)只有1相輔助電路工作，另兩相輔助電路都不工作，降低了輔助電路損耗，所以相比于單相電路，三相電路的效率得到了進一步提高。

5結(jié)論

本文提出了一種新型零電流軟開關(guān)逆變器拓撲電路，與文獻中所提到的零電流軟開關(guān)逆變器拓撲電路相比，該逆變器拓撲電路最大的優(yōu)點在于拓撲電路只使用了3個輔助開關(guān)，減小了逆變器的體積，降低了成本，同時簡化了控制策略，提高了逆變器效率。由實驗結(jié)果可得出如下結(jié)論：1)逆變器中所有開關(guān)器件都實現(xiàn)了零電流軟開關(guān)；2)逆變器中主開關(guān)和輔助開關(guān)承受的電壓應(yīng)力等于母線電壓；3)逆變器的單相實驗電路輸出的電壓的波形均為光滑的正弦波，逆變器的輸出波形質(zhì)量不受輔助諧振電路影響；4)在輸出功率為2 kW的單相實驗電路上的實測效率可達到96.7%，相比于單相硬開關(guān)逆變器提高了2.8%，相比于文獻[12]提出的軟開關(guān)逆變器提高了1.4%，說明該軟開關(guān)逆變器能有效降低開關(guān)損耗和提高效率。

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(編輯：劉琳琳)

Resonant pole zero current soft-switching inverter with simple structure

WANG Qiang,TANG Chao-yin,WANG Tian-shi,LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering, Liaoning Shihua University, Fushun 113001, China)

Abstract:Aiming at the problems that the big volume, the high cost, the low efficiency and the complex control strategy in the type of resonsnt pole zero current soft switching inverter caused by so many auxiliary switches were used in topology circuit. A novel resonant pole zero current switching inverter topology circuit was proposed,which has a simple structure. Each phase of the three phase-inverter only use one auxiliary switch, one resonant inductor and one resonant capacitor and two auxiliary diodes to complete the resonance of the circuit. So, this topology circuit reduces the volume of the inverter,reduces the cost, simplifies the control strategy and improves the efficiency. The operation principle of the soft-switching inverter which worked in different operation modes were presented. The conditions for realization of soft-switching and the actual design process of the parameters were presented. The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established. A 2 kW one phase laboratory prototype and a 6kW three-phase laboratory prototype were built. The experiment results verify that the whole main switches and auxiliary switches realize zero current switching. This soft-switching inverter presented effectively reduces switching loss and improves efficiency.

Keywords:inverter; auxiliary switch; zero current; soft-switching; resonant

收稿日期:2015-10-02

基金項目：國家自然科學基金(51207069)

作者簡介：王強(1981—),男,博士,副教授,研究方向為軟開關(guān)逆變器的電路拓撲及控制; 唐朝垠(1990—),男,碩士研究生, 研究方向為軟開關(guān)逆變器的電路拓撲及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授, 研究方向為電力系統(tǒng)繼電保護; 劉曉琴(1975—),女,博士研究生,副教授, 研究方向為電力系統(tǒng)故障診斷。

通信作者:王強

DOI:10.15938/j.emc.2016.07.014

中圖分類號:TM 464

文獻標志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)07-0102-09