許亞坡,胡海兵,邢 巖
(南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院,南京 210016)
適用于微電網(wǎng)的軟開關(guān)型高效光伏并網(wǎng)微型逆變器
許亞坡,胡海兵,邢 巖
(南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院,南京 210016)
針對光伏并網(wǎng)小功率逆變器應(yīng)用場合,提出一種能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的兩級(jí)式微型逆變器,其前級(jí)采用有源箝位正反激變換器電路,通過箝位電路實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管漏源極電壓箝位,利用漏感電流為主開關(guān)管結(jié)電容放電實(shí)現(xiàn)零電壓開通;后級(jí)采用基于臨界電流連續(xù)控制的傳統(tǒng)單相全橋逆變器,通過控制電感電流雙向流動(dòng),實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通。搭建的250 W并網(wǎng)逆變器樣機(jī)驗(yàn)證了所提方案的可行性和正確性。結(jié)果表明基于軟開關(guān)控制方式的微型逆變器能大大提高效率,適用于微電網(wǎng)中光伏并網(wǎng)微型逆變器等功率較小的應(yīng)用場合。
微型逆變器;有源箝位;軟開關(guān);高效率
在全球性能源危機(jī)的影響下,高效清潔、可再生的太陽能作為一種具有廣闊發(fā)展前景的可再生能源,越來越受到人們的關(guān)注和重視[1]。微型逆變器并網(wǎng)系統(tǒng)是當(dāng)前研究的熱點(diǎn),如何提高效率、減小體積、降低成本、提高壽命是目前微型逆變器面臨的主要挑戰(zhàn)。微型逆變器按照拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要分為3類:單級(jí)式微型逆變器、DC-DC-AC兩級(jí)式微型逆變器(以下簡稱兩級(jí)式微型逆變器)和DC-AC-AC兩級(jí)式微型逆變器[2,3]。單級(jí)式微型逆變器常采用反激拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)[4,5],采用有源箝位電路實(shí)現(xiàn)零電壓開通ZVS(zero voltage switching)[6]、準(zhǔn)諧振實(shí)現(xiàn)零電流開通 ZCS(zero current switching)[7]。 兩級(jí)式微型逆變器的前級(jí)若采用反激拓?fù)?,效率較低;采用LLC諧振變換器可以實(shí)現(xiàn)自然軟開關(guān)[8],但體積和成本較高;采用正反激變換器需要加入有源箝位才能實(shí)現(xiàn)ZVS[9],體積和成本相對較低。DC-AC-AC兩級(jí)式微型逆變器需要雙向開關(guān)滿足電流雙向流動(dòng),成本和體積較大,設(shè)計(jì)較為不便,目前國內(nèi)外研究的技術(shù)很少采用。相對單級(jí)式微型逆變器,兩級(jí)式微型逆變器雖然結(jié)構(gòu)相對較復(fù)雜,效率相對較低,但其前后級(jí)控制較靈活,解耦電容較小,容易實(shí)現(xiàn)無功補(bǔ)償,因此具有較好的應(yīng)用前景和研究意義。
應(yīng)用軟開關(guān)技術(shù)可以提高開關(guān)頻率,減小體積,降低成本,提高逆變器性能。在兩級(jí)式微型逆變器中,針對后級(jí)DC/AC逆變器的軟開關(guān)技術(shù)主要有無源軟開關(guān)技術(shù)和有源軟開關(guān)技術(shù)[10]。無源軟開關(guān)有開關(guān)損耗,且增加了體積和重量;有源軟開關(guān)通過在直流側(cè)或者交流側(cè)加入輔助諧振電路來實(shí)現(xiàn)被動(dòng)式的軟開關(guān),但輔助諧振電路增加了體積和成本,降低了可靠性,不適合微型逆變器。文獻(xiàn)[11]提出了一種基于臨界電流模式的逆變器控制方式,控制電感電流在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)雙向流動(dòng),在不增加額外器件的條件下為開關(guān)管ZVS開通提供條件。
本文基于軟開關(guān)控制策略采用兩級(jí)式微型逆變器拓?fù)湓O(shè)計(jì)了一臺(tái)250 W并網(wǎng)逆變器樣機(jī),其前級(jí)變換器采用能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)的有源箝位正反激變換器,后級(jí)逆變器使用傳統(tǒng)的單極性調(diào)制的全橋逆變器和基于臨界電流模式的控制方式來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。前級(jí)變換器和后級(jí)逆變器的最高效率在實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證中分別達(dá)到了97.4%和98.5%。
圖1所示為兩級(jí)式微型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。前級(jí)DC/DC變換器采用有源箝位正反激變換器,其有源箝位電路可以回收漏感能量并實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管軟開關(guān),同時(shí)倍壓整流電路能夠?qū)崿F(xiàn)高電壓增益,從而可以把光伏板25~40 V的低電壓高效率地升壓至后級(jí)逆變器所需要的400 V直流母線電壓。后級(jí)DC/AC逆變器采用傳統(tǒng)的單極性單相全橋逆變器,一個(gè)橋臂工作在開關(guān)頻率,另一個(gè)橋臂以工頻周期工作,可以有效降低開關(guān)損耗。同時(shí)基于臨界電流模式控制第1個(gè)電感電流來實(shí)現(xiàn)高頻臂開關(guān)管的軟開關(guān),提高逆變器的效率。
圖1 兩級(jí)式微型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of two-stage micro-inverter
圖2為有源箝位正反激變換器的拓?fù)?,及其在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作波形。主開關(guān)管的開通時(shí)間等于漏感與倍壓電容諧振周期的一半,實(shí)現(xiàn)了副邊正激二極管的零電流關(guān)斷。箝位開關(guān)管只開通一小段時(shí)間,減小了導(dǎo)通損耗。箝位電容用來對主開關(guān)管的漏源極電壓進(jìn)行箝位,同時(shí)吸收漏感能量然后利用漏感實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的ZVS開通。
為簡化分析,假設(shè)變換器已經(jīng)處于穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài);所有電容容量均足夠大,電容電壓近似認(rèn)為恒定;所有器件均為理想器件。
圖2 有源箝位正反激變換器拓?fù)浼肮ぷ鞑ㄐ蜦ig.2 Active-clamp forward-flyback converter topology and its waveforms
模態(tài) I[t0-t1]:如圖 3(a)所示,主開關(guān)管 S1導(dǎo)通,正激二極管D1導(dǎo)通,倍壓電容C1與漏感Lk諧振充電,此模態(tài)時(shí)間等于諧振半周期,正激二極管電流iD1波形為諧振半波波形。
模態(tài) II[t1-t2]:如圖 3(b)所示,主開關(guān)管 S1關(guān)斷,其結(jié)電容CS1通過漏感電流iLk充電。正激二極管電流iD1在本模態(tài)結(jié)束前已諧振到0,正激二極管ZCS關(guān)斷,避免了反向恢復(fù)帶來的電流尖峰和損耗。
模態(tài) III[t2-t3]:如圖 3(c)所示,主開關(guān)管漏源極電壓vDS_S1充電至輸入電壓vin與箝位電容電壓vc之和后,箝位開關(guān)管體二極管DS2和反激二極管D2導(dǎo)通,vDS_S1得到箝位。漏感電流iLk為箝位電容Cc充電,激磁感電流iLm線性減小。
模態(tài) IV[t3-t4]:如圖 3(d)所示,漏感電流 iLk減小到0后箝位開關(guān)管體二極管DS2截止,反激二極管D2繼續(xù)導(dǎo)通,激磁感電流iLm繼續(xù)線性減小。
模態(tài) V[t4-t5]:如圖 3(e)所示,箝位開關(guān)管 S2導(dǎo)通,漏感電流iLk反向線性增大,反激二極管電流iD2也線性增大。
模態(tài) VI[t5-t6]:如圖 3(f)所示,箝位開關(guān)管 S2關(guān)斷,主開關(guān)管結(jié)電容CS1通過漏感電流諧振放電。
模態(tài) VII[t6-t7]:如圖 3(g)所示,主開關(guān)管結(jié)電容CS1電壓放電到0后,二極管DS1導(dǎo)通,為主開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開通提供條件。漏感電流iLk反向線性減小。
圖3 有源箝位正反激變換器模態(tài)Fig.3 Active-clamp forward-flyback converter mode
從上述模態(tài)分析過程可以看出,主開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間Ton1等于漏感與倍壓電容諧振周期Tr的一半時(shí),副邊正激二極管可以實(shí)現(xiàn)ZCS關(guān)斷,從而避免主開關(guān)管關(guān)斷時(shí)副邊二極管的反向恢復(fù)問題。另外箝位開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間為主開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間的1/20~1/10,可以減小箝位電路的導(dǎo)通損耗,即
式中,N=Ns/Np。
箝位電路能夠?qū)χ鏖_關(guān)管的漏源極電壓進(jìn)行箝位,還能利用吸收的漏感能量來實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管的軟開關(guān)。根據(jù)工作原理分析可以得出:主開關(guān)管的軟開關(guān)條件是箝位開關(guān)管關(guān)斷瞬間漏感的能量不小于主開關(guān)管結(jié)電容的能量,即
式中:iLk(t5)為箝位開關(guān)管關(guān)斷后的漏感電流;uDS_S1(t5)為箝位開關(guān)管關(guān)斷后主開關(guān)管漏源極電壓,即結(jié)電容電壓。
在漏感能量滿足軟開關(guān)條件的前提下,主開關(guān)管結(jié)電容在箝位開關(guān)管和主開關(guān)管之間的死區(qū)時(shí)間內(nèi)通過漏感電流放電到零才能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。漏感能量等于主開關(guān)管結(jié)電容能量的情況下,死區(qū)時(shí)間等于漏感與結(jié)電容諧振周期的1/4。死區(qū)時(shí)間過長會(huì)則結(jié)電容會(huì)重新充電,死區(qū)時(shí)間過短則結(jié)電容不能放電到0,不合理的死區(qū)時(shí)間都會(huì)導(dǎo)致主開關(guān)管無法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。死區(qū)時(shí)間表示為
圖4(a)給出了全橋逆變器在BCM工作下電感電流iLs在一個(gè)電網(wǎng)工頻周期內(nèi)的波形示意。iLs在每半個(gè)電網(wǎng)工頻周期內(nèi)是雙向流動(dòng)的,可以對高頻臂開關(guān)管的結(jié)電容進(jìn)行充放電,為開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS開通提供條件。如圖 4(b)所示為電感電流在電網(wǎng)電壓正半周的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的展開示意,高頻臂下管Q2在電網(wǎng)電壓正半周內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)自然軟開關(guān),而高頻臂上管Q1實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)需要控制電感電流達(dá)到一定的反向電流值,在死區(qū)時(shí)間內(nèi)對高頻臂上管的結(jié)電容進(jìn)行放電使其體二極管導(dǎo)通,在體二極管導(dǎo)通期間開通開關(guān)管就可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)[11]。電網(wǎng)電壓負(fù)半周的情況是對稱的。
通過控制電感電流iLs雙向流動(dòng),對開關(guān)管的結(jié)電容進(jìn)行充放電,可以實(shí)現(xiàn)整個(gè)高頻臂開關(guān)管的ZVS開通,而傳統(tǒng)的SPWM控制方式在每半個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)只能實(shí)現(xiàn)一個(gè)高頻臂開關(guān)管的ZVS開通。為了使電感電流的平均值即輸出電流等于Iosin(ωt),根據(jù)工作原理可以得到在電網(wǎng)電壓正半周期內(nèi)電感電流上、下包絡(luò)線的表達(dá)式分別為
式中,IB為電感電流反向時(shí)下包絡(luò)線的電流,用來實(shí)現(xiàn)高頻臂上管的ZVS開通。
由此,電感電流在高頻臂上下開關(guān)管死區(qū)時(shí)間內(nèi)對其結(jié)電容進(jìn)行充放電從而實(shí)現(xiàn)高頻臂開關(guān)管的ZVS開通,所以必須保證死區(qū)時(shí)間內(nèi)高頻臂上、下開關(guān)管的結(jié)電容分別完全充電和放電才能實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS,由電荷守恒可以得到死區(qū)時(shí)間的表達(dá)式
要控制電感電流為圖 4所示的波形,可以根據(jù)電感電流的上下包絡(luò)線和電感伏秒平衡原理計(jì)算高頻臂開關(guān)管的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間,從而得到整個(gè)電網(wǎng)工頻周期內(nèi)的開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)。利用式(6)和式(7)可以得到高頻臂上管Q1的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間以及開關(guān)頻率,表達(dá)式分別為
根據(jù)式(11),可以繪制出開關(guān)頻率隨電網(wǎng)電壓相位角和逆變器負(fù)載變化的曲線,如圖5所示。由圖可以看出,逆變器負(fù)載越輕,整體開關(guān)頻率越高。而從開關(guān)頻率的表達(dá)式(11)還可以得出,在其他參數(shù)確定的情況下,第1個(gè)電感的選擇會(huì)影響最高開關(guān)頻率。
圖5 不同負(fù)載下的開關(guān)頻率趨勢Fig.5 Switching frequency trends under different loads
根據(jù)電感電流控制的分析,可以采用軟件計(jì)算方式計(jì)算開關(guān)管的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間來控制電感電流波形,而不需要額外的硬件電路,但是準(zhǔn)確性不高,會(huì)有一定累積誤差;也可以采用硬件復(fù)位方式,即滯環(huán)控制方式,準(zhǔn)確地控制電感電流波形,但是需要額外的硬件電路。結(jié)合這兩種方式的優(yōu)點(diǎn),本文采用一種數(shù)?;旌蠈?shí)現(xiàn)方式,即開通時(shí)間由軟件計(jì)算獲得,電感電流的下包絡(luò)線(電網(wǎng)電壓正半周期,負(fù)半周期對應(yīng)上包絡(luò)線)由硬件進(jìn)行復(fù)位控制,如圖 6(a)所示。圖 6(b)是采用數(shù)?;旌蠈?shí)現(xiàn)方式的微型并網(wǎng)逆變器的控制框圖,dsPIC使用高速AD采樣直流母線電壓和電網(wǎng)電壓,然后根據(jù)電流參考計(jì)算對應(yīng)開關(guān)管的開通時(shí)間;同時(shí)電感電流采樣信號(hào)送至dsPIC內(nèi)部的高速模擬比較器與電感電流復(fù)位線比較來觸發(fā)PWM模塊的時(shí)基復(fù)位,控制開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間。
圖6 微型并網(wǎng)逆變器混合實(shí)現(xiàn)方式Fig.6 Hybrid implementation of grid-tied micro-inverter
為了驗(yàn)證上述所提出的控制方式,搭建了1臺(tái)250 W光伏并網(wǎng)微型逆變器樣機(jī),其中前級(jí)采用有源箝位正反激變換器電路,后級(jí)采用軟開關(guān)全橋逆變器電路,其主要參數(shù)分別如表1和表2所示,樣機(jī)如圖7所示。圖中控制芯片采用的是微芯公司的dsPIC33FJ16GS504,其擁有高分辨率的PWM模塊、高速10bit AD模塊、高速模擬比較器以及適合數(shù)據(jù)運(yùn)算的DSP。
表1 微型逆變器樣機(jī)前級(jí)變換器參數(shù)Tab.1 Converter parameters of micro-inverter prototype
表2 微型逆變器樣機(jī)后級(jí)逆變器參數(shù)Tab.2 Inverter parameter of micro-inverter prototype
圖7 光伏并網(wǎng)微型逆變器樣機(jī)Fig.7 Photovoltaic grid-tied micro-inverter prototype
圖8和圖9分別給出了前級(jí)變換器在輸入電壓分別為25 V和40 V時(shí)的穩(wěn)態(tài)工作波形,其中S1、S2、ip、VDS-S1分別是主開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)、箝位開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)、變壓器原邊電流、主開關(guān)管漏源極電壓。由圖 8(b)和圖 9(b)可知,在 2種輸入電壓下主開關(guān)管S1均實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。
圖8 25 V輸入時(shí)有源箝位正反激變換器工作波形Fig.8 Waveforms of active-clamp forward-flyback in 25 V input
圖9 40 V輸入時(shí)有源箝位正反激變換器工作波形Fig.9 Waveforms of active-clamp forward-flyback in 40 V input
圖 10(a)是逆變器并網(wǎng)運(yùn)行的波形,其中Q4、iLs、vg、io分別是低頻臂下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)、電感電流、電網(wǎng)電壓和逆變器輸出電流,可以看出電感電流波形與理論分析的一致,輸出電流正弦度好,無明顯畸變。圖 10(b)是逆變器軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)情況,可以看出在開關(guān)管Q1開通之前,其漏源極電壓已經(jīng)降為0,實(shí)現(xiàn)了ZVS開通。
圖11是逆變器并網(wǎng)電流的諧波情況,從曲線可以看出,并網(wǎng)電流THD基本都在6%以內(nèi),滿載時(shí)并網(wǎng)電流的THD只有1.67%,總諧波失真很小。
微型逆變器的效率曲線如圖12所示,圖12(a)是前級(jí)有源箝位正反激變換器的效率曲線,最高效率97.4%;圖 12(b)是后級(jí)軟開關(guān)逆變器的效率曲線,即使在開關(guān)頻率已經(jīng)達(dá)到80 kHz的情況下,其最高效率也能達(dá)到98.5%。
圖10 逆變器工作波形Fig.10 Inverter operating waveforms
圖11 逆變器并網(wǎng)電流諧波情況Fig.11 Harmonic condition of grid-tied current
圖12 微型逆變器效率曲線Fig.12 Efficiency curves of micro-inverter
本文分析并設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了一種兩級(jí)式光伏并網(wǎng)微型逆變器,理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明:①前級(jí)采用有源箝位正反激變換器,在全電壓范圍內(nèi)均實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān),同時(shí)獲得了高電壓增益和變換效率;②對于后級(jí)全橋型逆變電路,采用基于臨界電流模式的控制方式,在不增加額外器件的條件下實(shí)現(xiàn)了高頻臂開關(guān)管的軟開關(guān);③所設(shè)計(jì)的軟開關(guān)、高效率光伏并網(wǎng)微型逆變器適用于微電網(wǎng)等應(yīng)用場合。
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許亞坡
許亞坡(1989-),男,通信作者,碩士研究生,研究方向:電力電子數(shù)字控制、并網(wǎng)逆變器研究,E-mail:xuyapple@nuaa.edu.cn。
胡海兵(1973-),男,博士,教授,博士生導(dǎo)師,研究方向:電力電子系統(tǒng)集成,電力電子裝置及其數(shù)字控制,電機(jī)傳動(dòng)及電機(jī)控制,E-mail:huhaibing@nuaa.edu.cn。
邢巖(1964-),女,博士,教授,博士生導(dǎo)師,研究方向:電力電子變換器、功率變換中的數(shù)字控制技術(shù)、可再生能源發(fā)電及變換技術(shù),E-mail:xingyan@nuaa.edu.cn。
A High-efficiency PV Grid-tied Micro-inverter with Soft Switching in Micro-grid Application
XU Yapo,HU Haibing,XING yan
(College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 210016,China)
A two-stage micro-inverter is proposed in this paper to achieve soft switching for PV grid-tied microinverter.The front-end stage of micro-inverter employs active-clamp forward-flyback converter which can clamp the drain-source voltage of main switch and achieve zero voltage switching(ZVS) by discharging the parasitic capacitor with the leak inductor current.While,the second stage is a traditional single-phase full-bridge based on boundary current mode(BCM)with a control strategy of controlling the inductor current bidirectional to achieve ZVS.A 250 W prototype is built to verify the validity of design.The results show that the soft switching controlled mode can hence improve the efficiency of micro-inverter,which is especially suitable for low power application such as micro-inverter in micro-grid.
micro-inverter;active-clamp;soft switching;high-efficiency
10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.75
TM464
A
2015-10-31;
2016-10-20
國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51177070)
Project Supported by National Natural Science Foundation of China(51177070)