胡文華，董 運(yùn)，張軍仁

(華東交通大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，南昌 330013)

MMC是一種多電平變換器，最早由德國(guó)學(xué)者Lesnicar和Marquardt于2001年提出[1]。該變換器具有模塊化的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可擴(kuò)展性強(qiáng)，波形質(zhì)量好等諸多優(yōu)點(diǎn)[2-3]，特別適用于牽引供電系統(tǒng)、高壓直流輸電系統(tǒng)、大功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)等中高功率的應(yīng)用場(chǎng)合[4-7]。關(guān)于MMC的調(diào)制策略一直是模塊化多電平變換器的研究熱點(diǎn)之一[8-12]。該變換器的調(diào)制策略主要有兩類，即脈寬調(diào)制(PWM)和階梯波調(diào)制。其中，脈寬調(diào)制最常用的是載波移相調(diào)制(CPSPWM)方法，具有良好的輸出電壓，但其開關(guān)頻率高、開關(guān)損耗大，在子模塊數(shù)較多時(shí)控制過程顯得十分復(fù)雜[13]。階梯波調(diào)制最常用的為最近電平調(diào)制方法，NLM方法開關(guān)頻率低，控制簡(jiǎn)單，且子模塊數(shù)越多輸出電壓THD越小，適用于大功率場(chǎng)合。但當(dāng)子模塊數(shù)較少時(shí)，階梯波不能很好地逼近正弦波，輸出電壓質(zhì)量差，諧波含量高[14]。為了解決這一問題，文獻(xiàn)[15]提出了一種PWM與NLM相結(jié)合的方法(SUPWM)，能夠有效提高輸出電壓質(zhì)量，但同時(shí)會(huì)大大增加器件的開關(guān)頻率。文獻(xiàn)[8]提出通過改變NLM中round(x)函數(shù)的舍入值可以將輸出電平數(shù)由N+1增加為2N+1，從而減小了諧波含量，提高了輸出電壓質(zhì)量。但這一方法會(huì)改變子模塊電容的平均電壓，并因此導(dǎo)致輸出電壓幅值的變化。文獻(xiàn)[9]提出一種方法，通過在round(x)函數(shù)中加入以二倍頻正負(fù)變化的偏移量，使輸出電平數(shù)變?yōu)?N+1，提高了輸出電壓質(zhì)量的同時(shí)，保證了子模塊電容器的平均電壓不變，但未對(duì)上下橋臂電壓平衡做出處理。

本文采用一種改進(jìn)的最近電平調(diào)制方法，在不改變子模塊電容平均電壓的情況下，將輸出電壓電平數(shù)增加到2N+1，降低了輸出電壓的總諧波失真，并且減小了子模塊電容電壓的波動(dòng)以及上下橋臂電壓均值的差異。最后，通過仿真驗(yàn)證了該調(diào)制策略的有效性。

1 MMC基本結(jié)構(gòu)及原理

單相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1(a)所示，每一相由上下兩個(gè)橋臂組成，每個(gè)橋臂包含N個(gè)相同的半橋子模塊和一個(gè)橋臂電感。子模塊結(jié)構(gòu)如圖1(b)所示，由兩個(gè)IGBT及其反并聯(lián)的二極管和一個(gè)穩(wěn)壓電容組成。在正常工作時(shí)，上下兩個(gè)開關(guān)互補(bǔ)導(dǎo)通，每個(gè)子模塊有投入和旁路兩種狀態(tài)。當(dāng)VT1導(dǎo)通VT2關(guān)斷時(shí)，電容被投入橋臂電流通路，若此時(shí)橋臂電流為正，則對(duì)電容進(jìn)行充電，電容電壓升高；若橋臂電流為負(fù)，則對(duì)電容電壓進(jìn)行放電，電容電壓會(huì)降低。當(dāng)VT1關(guān)斷VT2導(dǎo)通時(shí)，電容被旁路，不論橋臂電流是正是負(fù)，電容電壓都保持不變。

圖1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of MMC

根據(jù)基爾霍夫電壓定律和基爾霍夫電流定律可得：

(1)

由于電感L很小，為了方便穩(wěn)態(tài)分析，一般忽略電感壓降，得到：

(2)

由(2)可得：

Udc=uup+ulow.

(3)

(4)

式中：uo為交流側(cè)輸出電壓；Udc為直流側(cè)電壓；uup為上橋臂電壓；ulow為下橋臂電壓。

(5)

式中：m為MMC輸出電壓調(diào)制比；ω為電網(wǎng)電壓旋轉(zhuǎn)角速度。

(6)

正常運(yùn)行時(shí)，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有N個(gè)子模塊投入，則可得每個(gè)子模塊電容電壓為：

(7)

式中：ud為每個(gè)子模塊電容電壓有效值。

2 傳統(tǒng)NLM調(diào)制策略

NLM調(diào)制方式的本質(zhì)在于通過控制各個(gè)子模塊的投切狀態(tài)，生成階梯波交流輸出電壓，并使該階梯波在任意時(shí)刻都盡可能逼近正弦波參考電壓。在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)上、下橋臂需要投入的子模塊數(shù)為：

(8)

圖2為傳統(tǒng)NLM調(diào)制策略原理圖(以單相，每個(gè)橋臂各有8個(gè)子模塊為例)，根據(jù)上下橋臂投入情況，可以得到一個(gè)近似于正弦波的階梯波輸出，且橋臂子模塊數(shù)越多，階梯波越逼近于正弦波。從圖中可以看出，上下橋臂投入的子模塊數(shù)最小為0，最大為N.當(dāng)正弦波參考電壓不斷減小時(shí)，上橋臂參考電壓增大，投入的子模塊數(shù)增多。下橋臂參考電壓減小，投入的子模塊減少，但任意時(shí)刻，上下橋臂投入的子模塊總數(shù)為N.根據(jù)式(4)可知輸出階梯波會(huì)跟隨輸出參考電壓一起減小。

圖2 傳統(tǒng)NLM原理圖Fig.2 Principle of the conventional NLM method

3 改進(jìn)的NLM調(diào)制策略

3.1 改進(jìn)的NLM輸出特性分析

為了解決上述問題，這里采用一種改進(jìn)的NLM調(diào)制策略。通過在上下橋臂參考電壓中同時(shí)加入一個(gè)偏移量y，使得輸出電平數(shù)增加。再將偏移量y以輸出電壓的二倍頻率正負(fù)變換，來(lái)保證子模塊平均電壓不發(fā)生偏離。最后加入上下橋臂的均壓控制，減小了上下橋臂電壓均值的差異以及子模塊電容電壓的波動(dòng)幅度。由于加入了偏移量y，每個(gè)橋臂需要投入的子模塊數(shù)的表達(dá)式為：

(9)

圖3為改進(jìn)的NLM調(diào)制策略原理圖(以單相、每個(gè)橋臂各有8個(gè)子模塊，y取0.25ud為例)。

圖3 改進(jìn)的NLM原理圖Fig.3 Principle of the modified NLM method

3.2 子模塊電容平均電壓與偏移量y的關(guān)系分析

從圖3可以看出，當(dāng)y>0時(shí)，上下橋臂投入的子模塊數(shù)之和nup+nlow的平均值大于N.同樣的，當(dāng)y<0時(shí)，上下橋臂投入的子模塊數(shù)之和nup+nlow的平均值會(huì)小于N.這會(huì)導(dǎo)致子模塊平均電壓發(fā)生偏離，從而進(jìn)一步影響輸出電壓的幅值。

為了解決這個(gè)問題，可以將偏移量y以輸出電壓的二倍頻率正負(fù)變換，并選擇合適的相位。如圖4所示：方波y的頻率為輸出電壓的二倍，(a)中方波與輸出電壓調(diào)制波的相位差為0，(b)中方波與輸出電壓調(diào)制波相位差為π.在一個(gè)基本周期中，投入的子模塊總數(shù)在N+1，N和N-1之間變換，投入的平均子模塊數(shù)仍為N.當(dāng)直流側(cè)電壓不變時(shí)，子模塊電容的平均電壓不會(huì)發(fā)生偏離。

圖4 投入的子模塊數(shù)與y的關(guān)系圖Fig.4 Relation of y and number of inserted submodules

由于輸出電壓調(diào)制波斜率的變化，不同時(shí)刻產(chǎn)生的階梯波寬度也不同。為了保證投入的子模塊數(shù)平均值為N，y與輸出調(diào)制波的相位差只能為圖4中0或π兩種情況。

3.3 橋臂均壓控制

圖5 橋臂均壓控制策略Fig.5 Control strategy of arm voltage balancing

加入橋臂均壓控制后，上下橋臂參考電壓變?yōu)椋?/p>

(10)

此時(shí)投入的子模塊數(shù)如圖6所示，由于加入偏移量k。a，d和b，c段不再對(duì)稱。通過調(diào)節(jié)合適的比例參數(shù)，來(lái)達(dá)到對(duì)橋臂電壓均值的控制效果，保證直流母線電壓的穩(wěn)定。

4 仿真分析

為了驗(yàn)證本文相關(guān)理論結(jié)果和所提方法的有效性，在Matlab/Simulink環(huán)境下按照?qǐng)D1所示主回路搭建了單相MMC系統(tǒng)，每個(gè)橋臂有8個(gè)子模塊，具體參數(shù)見表1.

圖6 加入均壓控制后投入的子模塊數(shù)Fig.6 Number of inserted submodules when adding the average voltage control

首先，為了驗(yàn)證本文所采用的改進(jìn)的NLM調(diào)制方法對(duì)于提高輸出電壓質(zhì)量的有效性。分別將傳統(tǒng)NLM方法，文獻(xiàn)[8]中NLM方法和改進(jìn)的NLM方法的輸出電壓做了對(duì)比。仿真結(jié)果如圖7所示。

表1 仿真參數(shù)Table 1 Parameters of the simulation system

從圖中可以看出，傳統(tǒng)NLM方法輸出電平數(shù)為N+1，波形質(zhì)量差。文獻(xiàn)[8]中NLM方法和改進(jìn)的NLM方法輸出電平數(shù)為2N+1，波形更接近于正弦調(diào)制波，波形質(zhì)量好。但是文獻(xiàn)[8]中NLM方法會(huì)改變子模塊電容的平均電壓，從而使uup，ulow的幅值發(fā)生變化，由(4)可知輸出電壓幅值也會(huì)發(fā)生偏離。而改進(jìn)的NLM方法可以很好解決這一問題，既可以得到更接近于正弦的輸出波形，又保證了輸出電壓幅值不發(fā)生偏離。

圖7 3種NLM方法輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waveforms of three NLM method

其次，為了檢驗(yàn)本文提出的橋臂均壓控制對(duì)于減小子模塊電容電壓波動(dòng)以及上下橋臂電壓均值的差異的有效性。在相同條件下與文獻(xiàn)[8]、文獻(xiàn)[9]中NLM方法進(jìn)行了對(duì)比仿真。3種控制方法下的仿真結(jié)果如圖8所示。

從圖中可以明顯看到，在文獻(xiàn)[9]中NLM方法和改進(jìn)的NLM方法中子模塊電容的平均電壓保持在額定值附近且電容電壓波動(dòng)幅度較小，而文獻(xiàn)[8]方法下的平均電壓要大于額定值且電容電壓波動(dòng)幅度較大。并且由于加入了橋臂均壓控制，改進(jìn)的NLM可以更進(jìn)一步減小子模塊電容電壓的波動(dòng)幅度和橋臂電壓之間的差異。

圖8 三種NLM方法子模塊電容電壓及上下橋臂電壓均值差異波形圖Fig.8 Submodule capacitor voltage waveforms and difference between the upper and lower arms average voltage of three NLM method

5 結(jié)束語(yǔ)

本文首先介紹了MMC的電路特點(diǎn)及工作原理，在此基礎(chǔ)上提出一種改進(jìn)的NLM方法，通過在橋臂電壓參考信號(hào)中加入合適的偏移量使輸出電壓電平數(shù)從N+1增加到2N+1，在不增加開關(guān)頻率的情況下改善了輸出電壓質(zhì)量。針對(duì)一般NLM方法沒有考慮上下橋臂電壓的平衡問題，加入了橋臂均壓控制。與一般NLM方法相比，能夠減小子模塊電容電壓的波動(dòng)幅度以及兩個(gè)橋臂均值之間的差異。最后，通過搭建Matlab/Simulink仿真模型驗(yàn)證了本文提出的改進(jìn)調(diào)制策略的有效性。