周 仁，魯軍勇，龍鑫林，魏靜波，柳應全，吳羿廷

(海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室， 湖北 武漢 430033)

艦載電磁發(fā)射混合儲能系統(tǒng)由蓄電池和脈沖電容器組成，在發(fā)射過程中持續(xù)輸出兆焦級的能量，實現(xiàn)了高能量密度和高功率密度的緊密結合[1]。在兩次發(fā)射的間隙，整個蓄電池組同時從電網進行快速充電以補充下一次發(fā)射的能量，大量整流設備同時接入電網會帶來諧波畸變問題。艦載電磁發(fā)射電網為艦船的通信、指揮、照明等設備供電時，必須保證各個設備用電符合標準，以確保電網供電的安全可靠。

諧波會對電氣設備帶來諸多危害，如使電機發(fā)熱、引發(fā)串并聯(lián)諧振、增加變壓器損耗、影響精密儀器測量、干擾通信等[2]。劉剛等[3]采用坐標變換的方法抑制了永磁同步電機運行時的諧波，通過積分控制抑制了諧波電流。姚駿等[4]提出的交叉耦合控制策略，能有效抑制并網時的低次諧波電流。Jain等[5]采用模糊控制方法有效抑制了諧波，并與積分控制進行了比較，仿真和實驗結果驗證了模糊控制方法具有更好的暫態(tài)響應性能。諧波抑制控制方法包括積分控制、無差拍控制、重復控制、滯環(huán)控制、滑?？刂?、空間矢量控制、單周控制、三角載波控制等[6-8]。但對于電磁發(fā)射系統(tǒng)充電時大量非線性負載同時啟停、放電時用電需求極少且系統(tǒng)要求高壓隔離的問題，單一的控制方法無法針對各種狀態(tài)實現(xiàn)良好的諧波抑制。

本文根據電磁發(fā)射蓄電池組充電模式和產生諧波的特點，采用瞬時無功功率的諧波檢測方法，將指令控制、模糊控制和滯環(huán)控制方法結合后應用到有源電力濾波器(Active Power Filter, APF)的控制當中，實現(xiàn)了諧波的有效抑制。

1 電磁發(fā)射蓄電池充電拓撲

電磁發(fā)射混合儲能系統(tǒng)是整個電磁發(fā)射系統(tǒng)的能量源泉，包括多個蓄電池組，每個電池組分別由獨立的充電機進行充電，整個充電機組同時由艦載電網進行供電。電磁發(fā)射混合儲能系統(tǒng)放電時電壓等級達到了10 kV，為直流高壓系統(tǒng)，將電池分組后分別由交流380 V電網進行充電，在降低對電網的電壓等級需求的同時提高了充電的安全性、均衡性。每個電池組單獨向對應的脈沖電容放電，然后脈沖電容向負載放電，實現(xiàn)了功率等級的逐級放大。電磁發(fā)射混合儲能系統(tǒng)如圖1所示。

圖1 電磁發(fā)射混合儲能系統(tǒng)拓撲Fig.1 Topology of hybrid energy storage system for electromagnetic launch

由圖1可知，蓄電池組充電時為低壓系統(tǒng)，放電時為高壓系統(tǒng)，充電結束后斷開高壓隔離繼電器以實現(xiàn)系統(tǒng)高低壓隔離。充電時電磁發(fā)射系統(tǒng)處于靜默狀態(tài)，電網只存在固定的充電機負載。對于諧波抑制，這種充放電工況切換降低了全周期的實時跟蹤響應能力，但提高了應對諧波周期性劇烈變化的要求。充電機的內部拓撲如圖2所示。

圖2 電磁發(fā)射蓄電池組充電機拓撲Fig.2 Topology of battery charger for electromagnetic launch

充電機實現(xiàn)了整流—逆變—隔離—整流—直流輸出的功能。盡管這種拓撲方式對于單個蓄電池組充電而言可靠性高、隔離性好，但電磁發(fā)射系統(tǒng)要求整個蓄電池組快速大倍率充電，總功率4 MW的不控整流器件同時接入電網時，不可避免地會帶來諧波問題。

2 充電諧波分析

電磁發(fā)射蓄電池組充電機為三相非線性平衡負載，三相之間諧波幅值相同，可選取任意線電壓進行測量研究。通過諧波分析儀和示波器測量各種充電工況下的電網波形，在仿真軟件中通過傅立葉諧波分析提取諧波特征參數(shù)。不同充電電流半個周期的線電壓如圖3所示。

圖3 蓄電池組充電電網電壓畸變Fig.3 Distortion of power grid voltage during battery charging

由圖3可知，隨著并聯(lián)充電的充電機臺數(shù)的增加，輸出電流增大，電壓波形畸變越嚴重，毛刺越多，與不充電時標準的電網波形的主要區(qū)別在于正弦波頂部被削除，在波形過零點處出現(xiàn)大幅度不連續(xù)拐點。將充電機組70 A同時并充時的波形與無負載波形作差得到諧波電壓，諧波電壓呈周期性規(guī)律變化，不考慮毛刺尖峰則最大幅值不到100 V，如圖4所示。

圖4 蓄電池組充電諧波電壓Fig.4 Harmonic voltage of battery charging

記錄諧波電壓的同時測量電網諧波電流，16臺充電機同時以10 A、30 A、60 A和70 A充電時，半個周期的諧波電流如圖5所示。

圖5 蓄電池組充電諧波電流Fig.5 Harmonic current of battery charging

與電壓畸變增大的趨勢不同，隨著充電電流幅值的增大，波形中間的凹陷逐步變小，更趨近于正弦波，波形畸變率逐漸減小。對諧波數(shù)據進行傅立葉分析時，由于25次以上更高次諧波的總幅值較小，且國家標準中針對諧波次數(shù)的限制只達到了25次，因此主要分析25次以下的諧波。單臺充電機不同電流充電時諧波電流及諧波電壓25次以內諧波分布如圖6～7所示。圖中以諧波電壓畸變率(Total Harmonic Voltage Distortion, THDV)和諧波電流畸變率(Total Harmonic Current Distortion, THDI)來表征諧波的變化。

圖6 單臺充電機充電時電網諧波電壓分布Fig.6 Distribution of harmonic voltage when a single charger charging

圖7 單臺充電機充電時電網諧波電流分布Fig.7 Distribution of harmonic current when a single charger charging

在圖6和圖7中，不同曲線代表不同充電電流時的諧波分布，圖中橫坐標數(shù)值代表有對應峰值的諧波次數(shù)。由圖可以發(fā)現(xiàn)，不同充電電流時諧波電壓和諧波電流變化趨勢相似，主要集中在3、5、7、11、13、17、19次諧波，其中3、5、7次諧波占了總諧波的絕大比重。

圖8 諧波電壓隨并充臺數(shù)變化趨勢Fig.8 Harmonic voltage changes with the number of chargers in parallel

3、5、9、12、15、16臺充電機10 A充電時諧波電壓變化趨勢如圖8所示。由圖8可知，隨著并充臺數(shù)的增加，THDV逐漸增大，其中5、7、11、13、17次諧波有較為明顯的增加趨勢。當并充臺數(shù)較少時，7次諧波所占比例比5次諧波大；隨著并充臺數(shù)的增加，5次諧波增長速度最快，成為主要的諧波成分。

充電機組30 A、60 A、70 A充電電流同時并充時諧波電流變化趨勢如圖9所示。由圖9可知，諧波電流的變化規(guī)律與諧波電壓變化規(guī)律不同，隨著充電電流的增加， THDI反而降低，其中3、5、7、11、13次諧波為主要諧波成分。

圖9 諧波電流隨充電電流變化趨勢Fig.9 Harmonic current changes with the number of chargers in parallel

隨著充電電流的增加，各次諧波的THDv相應增大，呈正比例關系，THDI則隨輸出電流增大而減小，說明充電機全功率運行時THDI最小而THDV最大。盡管掌握了充電機組的諧波分布規(guī)律能夠指導實際應用，如恒流充電階段盡量使充電機運行在額定功率狀態(tài)，但電磁發(fā)射系統(tǒng)為了達到大倍率快速、均衡充電的要求，不可避免地需要充電機組能夠靈活切換各種工況，同時諧波畸變率超過了5%的國家標準，必須采取措施抑制諧波。

3 模糊滯環(huán)諧波抑制方法

根據電磁發(fā)射充放電的應用工況和諧波的特點，提出基于瞬時無功功率檢測下多模式模糊滯環(huán)控制的有源電力濾波器諧波抑制方法。

多模式控制的思想早在20世紀70年代已經被提出，對于一些比較復雜的系統(tǒng)，在一定條件下，多模式控制具有更強的魯棒性[9-10]。多模式模糊滯環(huán)控制方法由指令控制方法、滯環(huán)控制方法和模糊控制方法結合而成。

指令控制：電磁發(fā)射系統(tǒng)蓄電池分為充電儲能、放電發(fā)射和維護靜置三種工況，只有蓄電池充電時需要進行諧波抑制，蓄電池放電、維護時電網中最大的諧波源充電機已關閉，通過指令控制使APF進入休眠模式，并使有源濾波器與電網、電磁發(fā)射系統(tǒng)高壓部分脫開。

滯環(huán)控制：APF的輸出電流在兩倍滯環(huán)寬度之間跟蹤諧波電流。充電機組同時啟動后進入恒流充電模式，此時整個電磁發(fā)射放電系統(tǒng)處于靜默狀態(tài)，電網只有充電機組作為單一負載，此時電網電流、電壓畸變處于恒定狀態(tài)。選定好滯環(huán)寬度后，開關頻率被控制在一定范圍內，避免了滯環(huán)控制時開關頻率波動不可控的缺陷。

模糊控制：模糊控制方法是針對大功率充電機組同時啟停機、恒壓模式、異常故障時電流波動較大的情況。通過參考電流與實際電流的偏差以及偏差的變化率制定模糊調節(jié)規(guī)則，使諧波波動時滯環(huán)寬度能夠跟隨波動在一定范圍內靈活調節(jié)，從而防止滯環(huán)控制過程中的開關頻率大范圍波動問題。

多模式控制內部模式切換以滯環(huán)寬度作為判定依據，這三種方法的具體組合結構如圖10所示。

圖10 多模式模糊滯環(huán)控制方法Fig.10 Multi-mode fuzzy hysteresis control method

搭建多模式模糊滯環(huán)控制APF諧波抑制模型，通過對比APF運行前后諧波情況以驗證模型的有效性。在充電機的仿真模型基礎上增加APF，并在匹配主回路的參數(shù)基礎上采用多模式控制進行諧波抑制，如圖11所示。

圖11 APF諧波抑制仿真模型Fig.11 Simulation model of APF harmonic suppression

模型包括滯環(huán)寬度控制部分、滯環(huán)控制部分和脈寬信號生成部分，滯環(huán)寬度控制部分有三個輸入，分別是充電狀態(tài)指令、電流偏差和電流偏差變化率。模糊控制規(guī)則如表1所示，其中模糊語言規(guī)則為{負大(NB)、負中(NM)、負小(NS)、零(ZO)、正小(PS)、正中(PM)、正大(PB)}。

表1 滯環(huán)寬度模糊控制規(guī)則表

將模糊規(guī)則表轉化為三維圖，則滯環(huán)寬度的部分模糊規(guī)則如圖12所示。

圖12 解耦后滯環(huán)寬度模糊規(guī)則Fig.12 Fuzzy control rule of hysteresis width after decoupling

圖12中，w表示無量綱滯環(huán)寬度，i表示無量綱偏差電流，ie表示無量綱偏差電流變化率，三種輸入信號通過幅值比例變換后共同影響滯環(huán)寬度。采用多模式模糊滯環(huán)控制后電網側電流、電壓仿真結果如圖13、圖14所示。

圖13 APF諧波電流抑制仿真Fig.13 Simulation of APF harmonic current suppression

圖14 APF諧波電壓抑制仿真Fig.14 Simulation of APF harmonic voltage suppression

仿真結果表明多模式控制方法能夠迅速有效地抑制充電機帶來的諧波，電流、電壓諧波畸變率均低于1%，滿足國家標準。

4 諧波抑制實驗

為了進一步直觀地驗證諧波電壓、電流抑制前后的變化規(guī)律，采用諧波分析儀監(jiān)測電網諧波變化，并根據諧波抑制策略在電網與負載間并聯(lián)APF進行諧波抑制，通過對比并聯(lián)APF前后電網波形的變化判斷諧波抑制的效果，對比波形如圖15所示。

圖15 APF諧波抑制前后對比波形Fig.15 Comparison before and after APF harmonic suppression

由圖15可知，波形由畸變嚴重的雙波頭變成了正弦波，總諧波畸變電流由46.7%降為4.09%，有效地抑制了充電諧波，滿足國家標準5%的要求。

5 結論

對于電磁發(fā)射蓄電池充電諧波問題，本文提出多模式模糊滯環(huán)控制方法。在不影響系統(tǒng)電網輸出時，提高了諧波抑制在電磁發(fā)射系統(tǒng)不同模式下的響應效率和穩(wěn)定性，避免了滯環(huán)控制固有的開關頻率波動大和傳統(tǒng)有源濾波復雜高精度的實時檢測調節(jié)，減小了有源濾波器在跟蹤調節(jié)過程中發(fā)生諧振事故的風險。結合電磁發(fā)射蓄電池充電的特點，多模式控制諧波抑制方法能夠取得較好的諧波抑制效果，具有一定的指導意義。