(杭州電子科技大學(xué) 新型電子器件與應(yīng)用研究所，浙江 杭州 310018)

數(shù)字電源具有高效方便、靈活性好的優(yōu)勢(shì)，隨著數(shù)字電源芯片的價(jià)格降低，數(shù)字電源將以其優(yōu)越性逐漸取代模擬電源。其中UCD3138是TI推出的專用于開(kāi)關(guān)電源控制的DSP芯片。本文設(shè)計(jì)的數(shù)字電源以UCD3138為主控芯片，實(shí)現(xiàn)對(duì)全橋的移相軟開(kāi)關(guān)控制，同時(shí)控制次級(jí)的全橋整流和有源鉗位。全橋拓?fù)渥鳛榇蠊β孰娫吹氖走x拓?fù)洌诠こ讨袘?yīng)用得特別廣泛，具有電壓電流應(yīng)力小的特點(diǎn)。對(duì)于全橋的移相軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，很多文獻(xiàn)[1-3]對(duì)此做過(guò)闡述,本文主要研究全橋的副邊部分，包括同步整流和有源鉗位電路，側(cè)重于提高全橋效率的設(shè)計(jì)。傳統(tǒng)的整流采用二極管搭建整流橋或全波整流，二極管有導(dǎo)通壓降，在低壓大功率的場(chǎng)合下帶來(lái)的功率損耗是不可接受的。而同步整流用MOSFET取代二極管，具有很低的導(dǎo)通阻抗，極大地提高了全橋效率。另外，全橋拓?fù)浯嬖诟边呎鞴茈妷赫袷幒碗妷杭夥宓膯?wèn)題，降低了效率，提高了整流管應(yīng)力，帶來(lái)電磁干擾等方面的問(wèn)題。針對(duì)這一問(wèn)題，研究者提出了很多改進(jìn)電路，本文分析了各種方法的利弊，采用有源鉗位方式，充分利用諧振能量。最終搭建一臺(tái)1 kW的數(shù)字控制全橋樣機(jī)，采用移相軟開(kāi)關(guān)，同步整流，有源鉗位電路進(jìn)行試驗(yàn)，取得預(yù)期效果，實(shí)現(xiàn)97%的全橋效率。

1 同步整流

同步整流是采用通態(tài)電阻極低的專用MOSFET來(lái)取代整流二極管以降低整流損耗的一項(xiàng)技術(shù)。由于不存在導(dǎo)通壓降，大大提高了變換器的效率，并且不存在由肖特基勢(shì)壘電壓而造成的死區(qū)電壓。用MOSFET作為整流管時(shí)，要求柵極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流。

同步整流有全橋整流、全波整流和倍流整流3種方式[4]。本設(shè)計(jì)的同步整流電路如圖1所示，由Qr1～Qr4 4個(gè)開(kāi)關(guān)管組成，采用全橋整流，相比全波整流，多使用兩顆MOSFET，但整流管應(yīng)力可以減少一半，更適合高壓輸出，變壓器次級(jí)也減少一半線圈，滯后臂可以利用輸出電感上的能量實(shí)現(xiàn)ZVS。相比倍流整流，全橋整流少用一顆較大的濾波電感，節(jié)約空間。

圖1 同步整流電路

實(shí)現(xiàn)全橋同步整流的關(guān)鍵是整流管的時(shí)序控制。圖1中，次級(jí)為上正下負(fù)時(shí)，Qr1&Qr4須導(dǎo)通，下負(fù)上正時(shí)，Qr2&Qr3須導(dǎo)通。整流管的開(kāi)通時(shí)序與次級(jí)電壓有關(guān)，但是根據(jù)次級(jí)電壓驅(qū)動(dòng)整流管是不可行的，因?yàn)橐葡嗳珮虼嬖诟边呎伎毡葋G失，且丟失比例隨負(fù)載與輸入電壓變化而變化。已知次級(jí)電壓與初級(jí)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)時(shí)序有著固定的邏輯關(guān)系，在DSP的控制下，只要將控制初級(jí)開(kāi)關(guān)管的信號(hào)調(diào)用到控制整流管的寄存器中，還可以加適當(dāng)延時(shí)，得到整流管的精確驅(qū)動(dòng)信號(hào)。同步整流的控制時(shí)序一般有兩種，第一種可以參考文獻(xiàn)[4]，在副級(jí)為正時(shí)僅開(kāi)通Qr1&Qr4，次級(jí)為負(fù)時(shí)僅開(kāi)通Qr2&Qr3，這種方案邏輯簡(jiǎn)單，但會(huì)損失一部分效率，因?yàn)橐葡嗳珮虼嬖诟边呎伎毡葋G失，此時(shí)次級(jí)電壓為零，整流管為續(xù)流階段，電流只能走已關(guān)斷的整流管的體二極管通過(guò)，效率損失較大。本設(shè)計(jì)采用第二種方案[5]，驅(qū)動(dòng)時(shí)序如圖2所示，原理上模擬了二極管整流中二極管的開(kāi)通關(guān)斷時(shí)序。Qr1&Qr4開(kāi)通與Q4同步，關(guān)斷與Q1同步，Qr2&Qr3開(kāi)通與Q3同步，關(guān)斷與Q2同步。

圖2 同步整流驅(qū)動(dòng)時(shí)序圖

2 鉗位電路

2.1 鉗位的原因

圖3 諧振電路圖

圖4 諧振等效圖

2.2 鉗位的方法

整流管的鉗位有多種方法，例如RC法、RCD法、原邊鉗位法和有源鉗位法。

RC法[6]在每個(gè)整流MOS管上并聯(lián)電阻和電容，電容在整流管關(guān)斷時(shí)吸收儲(chǔ)存能量，開(kāi)通時(shí)釋放能量并通過(guò)電阻消耗掉。該方案損耗了能量，效率低，在高電壓大功率中應(yīng)用不切實(shí)際。RCD法[7]是由鉗位二極管、鉗位電容和電阻組成，原理是當(dāng)整流管關(guān)斷時(shí)，鉗位電容通過(guò)二極管吸收整流管的諧振能量，當(dāng)整流管開(kāi)通后，電容通過(guò)電阻釋放能量，一部分在電阻上耗散，另一部分被負(fù)載利用。該方案可以將開(kāi)關(guān)管應(yīng)力鉗位在Vin/2N和Vin/N之間，一定程度上抑制振蕩尖峰，效率較RC法有所提高，但仍然不理想。只是抑制了尖峰電壓，卻無(wú)法消除振蕩，依然存在電磁干擾問(wèn)題。原邊鉗位法在文獻(xiàn)[8]中詳細(xì)介紹。在全橋拓?fù)渲?，為?shí)現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，往往需要加入諧振電感，與整流管寄生電容諧振，從而加大整流管的振蕩尖峰。原邊鉗位就是在原邊增加兩個(gè)鉗位二極管，諧振時(shí)，二極管導(dǎo)通，將諧振電感短路，變壓器原邊電壓被鉗位在輸入電壓。需要強(qiáng)調(diào)的是原邊鉗位只是吸收了諧振電感的能量，卻無(wú)法避免變壓器漏感參與諧振，不能徹底解決振蕩尖峰的問(wèn)題，另外，原邊鉗位僅是把諧振能量消耗在原邊環(huán)路中，不利于效率的提高。

2.3 有源鉗位原理分析

有源鉗位原理如圖5所示，在副邊增加了鉗位電容Cs、二極管Ds和PMOS開(kāi)關(guān)管。當(dāng)副邊建立電壓時(shí)，鉗位電容Cs與諧振電感產(chǎn)生諧振，從而吸收諧振能量，當(dāng)整流管關(guān)閉時(shí)，鉗位MOS管導(dǎo)通，將鉗位電容吸收的能量釋放回負(fù)載。這一方案做到了徹底解決整流管DS級(jí)電壓振蕩和尖峰過(guò)高問(wèn)題，全部利用了諧振能量，提高了電源效率，在高電壓大功率場(chǎng)合尤其適用。

圖5 有源鉗位原理圖鉗位

MOSFET使用PMOS也是從提高效率的角度考慮，若使用NMOS、Ds和NMOS體二極管形成電流環(huán)路，一部分電能在環(huán)路中損耗。圖6顯示了一個(gè)周期內(nèi)有源鉗位的工作過(guò)程。

圖6 有源鉗位工作過(guò)程分析

關(guān)于移相全橋的工作過(guò)程在文獻(xiàn)[1]～文獻(xiàn)[3]中有詳述，本文僅分析與有源鉗位有關(guān)的t1～t5時(shí)刻。

t1～t2：初級(jí)電流順時(shí)針通過(guò)Q1，Q4，次級(jí)處于續(xù)流階段，鉗位電路不工作。

t2：初級(jí)電流達(dá)到濾波電感的反射電流。

t2～t3：初級(jí)電流大于濾波電感的反射電流，次級(jí)電壓上升，諧振電感開(kāi)始與整流管寄生電容諧振。

t3：次級(jí)電壓達(dá)到鉗位電容電壓，鉗位二極管導(dǎo)通，次級(jí)被鉗位于Cs電壓值。

t3～t4：鉗位電容的電流減少，t4時(shí)刻為零并反向，鉗位MOSFET須提前開(kāi)通。

t4：鉗位電容電流流向負(fù)載，與鉗位MOSFET形成回路。

t4～t5：鉗位電容釋放能量到負(fù)載到Q1關(guān)斷結(jié)束，鉗位MOSFET在副邊電壓下降時(shí)關(guān)斷。

在圖5中，Cs是與整流管并聯(lián)的大電容，其與原邊諧振電感的諧振頻率小于全橋的開(kāi)關(guān)頻率[9]，故有

由此計(jì)算鉗位電容的取值。其中n為變壓器匝比，Lr為諧振電感感值，包括外加電感和變壓器漏感，Ts為開(kāi)關(guān)周期時(shí)間。在電容參數(shù)和鉗位時(shí)序合適的情況下，整流管沒(méi)有尖峰電壓，整流管被鉗位在Cs的電壓。

2.4 有源鉗位PMOS時(shí)序分析

在副邊電壓建立后，鉗位電路才開(kāi)始工作。與整流管時(shí)序控制同理，根據(jù)副邊電壓驅(qū)動(dòng)MOSFET不可行，同樣根據(jù)原邊的驅(qū)動(dòng)信號(hào)加適當(dāng)延時(shí)獲得鉗位驅(qū)動(dòng)。驅(qū)動(dòng)時(shí)序如圖7所示。

圖7 鉗位PMOS時(shí)序圖

由圖7可知，Qs的開(kāi)通是在Q1和Q2開(kāi)通后延時(shí)Td，且Td大于最大的丟失占空比ΔDmax，小于最小占空比的一半[10]。在輸入電壓最低時(shí)，占空比丟失最大，輸入電壓最高時(shí)，占空比最小。滿載運(yùn)行時(shí)，滯后時(shí)間符合下式：

式中，Dmin為原邊最小占空比。由此計(jì)算滯后時(shí)間。

3 結(jié)論與分析

用實(shí)驗(yàn)樣機(jī)對(duì)結(jié)果進(jìn)行驗(yàn)證，圖8為去掉有源鉗位電路后測(cè)試的整流管應(yīng)力，Ds尖峰電壓達(dá)到94.4 V，整流管存在過(guò)壓風(fēng)險(xiǎn)，圖中也能看出明顯的電壓振蕩。

圖8 無(wú)鉗位應(yīng)力圖

圖9是加入鉗位電路后的整流管電壓，應(yīng)力減小到46.9 V，無(wú)明顯振蕩現(xiàn)象，有源鉗位取得明顯的效果。

圖9 有鉗位應(yīng)力圖

本設(shè)計(jì)從提高電源效率角度考慮，采用同步整流與有源鉗位，盡量減少損耗，充分利用電能。圖10是全橋效率測(cè)試結(jié)果，橫軸為負(fù)載，縱軸為效率，3條線分別是輸入電壓為40 V、48 V、60 V時(shí)的效率。本設(shè)計(jì)最高效率達(dá)到97%以上，實(shí)現(xiàn)全橋超高效率運(yùn)行。

圖10 效率測(cè)試結(jié)果