楊銀平

(CETC38所安徽博微智能電氣有限公司 電力電子事業(yè)部, 安徽 合肥 230088)

0 引言

反激變換器具有寬范圍電壓輸入，易于實現(xiàn)多路輸出、體積小、成本低、電路結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高等特點，被廣泛應用于中小功率等場合[1-2]，如電源適配器、模塊電源等。在不間斷電源(Uninterruptible Power Supply)的設計中，電池是UPS電源的必不可少的一部分，是保障UPS斷電后能正常工作的能量來源。因此，電池充電器是UPS電源不間斷的重要部件之一，電池充電器既要滿足電池的充電要求，又要滿足輸入、輸出隔離的要求。在中小功率的UPS設計中，如采用反激電路設計，雖然能滿足輸入、輸出電氣隔離要求，但是反激變換器轉(zhuǎn)換效率低，在中功率充電器設計中，熱損耗較大，不利于系統(tǒng)的長期、穩(wěn)定運行；反激變換器在開關(guān)管關(guān)斷時，會產(chǎn)生很大的電壓尖峰，使開關(guān)管漏源兩端承受較高的電壓應力，甚至導致開關(guān)管被擊穿[3-4]，本文提出基于有源鉗位的反激變換器(Active-clamp Flyback)設計，能有效改善反激開關(guān)管電壓應力高和變換器效率低的問題。

1 有源鉗位反激變換器拓撲結(jié)構(gòu)

有源鉗位的反激變換器(Active-clamp Flyback)電路拓撲[5-7]如圖1 所示。圖中，反激變換器的變壓器等效于勵磁電感和漏感(Lr是變壓器的漏感折算到原邊的感量)，開關(guān)管S1、S2是集成有體二極管的開關(guān)管，Cr是開關(guān)管S1、S2的結(jié)電容，Cr和Lr諧振使得開關(guān)管S1可以實現(xiàn)ZVS。由于有源鉗位[8-11]電路的存在，晶體管的關(guān)斷尖峰電壓被鉗位，變壓器的漏感電壓可以再利用，因此主開關(guān)管S1和輔助開關(guān)管S2均可以實現(xiàn)零電壓開關(guān)(Zero-voltage-switching)。相對于傳統(tǒng)反激電路，有源鉗位的反激變換器(Active-clamp flyback)開關(guān)管的零電壓開通的代價是開關(guān)狀態(tài)過程和控制電路更復雜。

圖1 有源鉗位反激變換器原理圖Fig.1 Schematic circuit of active clamp flyback converter

圖2為有源鉗位反激的拓撲開關(guān)模態(tài),圖3是有源反激變換器的關(guān)鍵波形。為了描述各開關(guān)模態(tài)的工作過程,做出如下假設:

所有開關(guān)器件均為理想器件;

勵磁電流一直為非零并且為正(電流正方向定義如圖1);

Lr?Lm其中，Lr變壓器勵磁電感,Lr典型值為Lm的5%～10%;

Lr儲存的能量足夠支撐Cr的放電時間和S1體二極管的導通時間;

(1)

Lr和Cclamp的諧振時間遠遠大于S1的關(guān)斷時間(Toff?(1-D)TS),各開關(guān)模態(tài)的工作狀況如下:

t0-t1: 在t0時刻,開關(guān)管S1閉合,輔助開關(guān)管S2關(guān)斷。整流二極管D1和S2并聯(lián)的體二極管反向偏置,勵磁電感(和諧振電感)和“普通”的反激變換器一樣處于線性充電階段。

t1-t2:在t1時刻,開關(guān)管S1關(guān)斷,勵磁電流對Cr充電(勵磁電流等于諧振電感電流,Cr以諧振方式充電,但是充電時間非常短暫,導致近似于線性充電特征)。

t2-t3:在t2時刻,Cr充電到開關(guān)管S2體二極管開始導通的點(VDS=Vin+Vc), 鉗位電容將Lr和勵磁電感Lm之間的電壓鉗位到Vc(VDS?NVo),Vc是由兩個電感之間的分壓組成。因為Cclamp遠大于Cr,將近所有的勵磁電流通過S2體二極管給鉗位電容充電。結(jié)果,由于Vc增加,勵磁電感兩端電壓降為零,電壓分布如公式2。

(2)

t3-t4:在t3時刻,Vpri電壓下降到副邊變壓器兩端電壓足以導通D1。此時變壓器原邊的電壓由于輸出電容的鉗位,鉗位在NVO。Lr和Cclamp開始諧振。為了S2能實現(xiàn)零電壓開通(ZVS),S2必須在iCclamp電流反向前開通。

t4-t5:在t4時刻,輔助開關(guān)管S2關(guān)斷,Cclamp諧振結(jié)束,諧振電感和MOSFETS1的結(jié)電容構(gòu)成新的諧振網(wǎng)絡,由于Cr放電,變壓器原邊電壓仍然被鉗位在NVO。

t5-t6:假設Lr中儲存的能量遠遠大于Cr中儲存的能量,在t5時刻,Cr被完全放電導致S1的體二極管開始導通。諧振電感兩端的電壓被鉗位在Vin+NVO,副邊整流二極管的電流下降斜率為:

(3)

因為Lm?Lr公式3簡化為:

(4)

在這一階段,開關(guān)管S1可以實現(xiàn)零電壓開通。

t6-t7:開關(guān)管S1開通,隨著諧振電感電流的增加,副邊二極管電流在減小。在t7時刻,副邊二極管電流減小到零(因為諧振電感電流和勵磁電感電流相等),此時,二極管D1反向偏置,變壓器原邊兩端電壓反向,勵磁電感和諧振電感開始線性充電,開始了新的開關(guān)周期(t7=t0)。

為了更清楚地展示開關(guān)時序，圖中t1-t3和t4-t7時間間隔被放大。

(g)t6-t7圖2 有源鉗位反激拓撲的開關(guān)模態(tài)圖Fig.2 Switching mode of active clamp flyback topology

圖3 有源反激變換器的關(guān)鍵波形Fig.3 Key waveforms of active flyback converter

2 試驗結(jié)果

實驗中,市電輸入176 V-264 V交流電,充電器輸出電壓260 V,充電電流2 A,開關(guān)頻率70 kHz,變壓器原邊電感量66 μH,原邊匝數(shù)13匝,副邊匝數(shù)19匝,選用東磁EE55磁芯一副。開關(guān)管S1的ZVS波形如圖4、圖5所示,開關(guān)管S1、S2實現(xiàn)零電壓開通(ZVS)。

圖4 開關(guān)管S1的ZVS波形Fig.4 ZVS waveform of switch S1

圖5 開關(guān)管S2的ZVS波形Fig.5 ZVS waveform of switch S2

相同試驗條件下,有源鉗位反激變換器和反激變換器的測試效率數(shù)據(jù)如表1和表2所示。額定220 V輸入條件下,不同負載下效率測試數(shù)據(jù)如下,從數(shù)據(jù)中可以明顯看出,有源鉗位反激變換器的功率因數(shù)和效率指標高于反激變換器。

表1 有源鉗位反激效率測試數(shù)據(jù)Table 1 Efficiency data of active clamp flyback

表2 反激變換器效率測試數(shù)據(jù)Table 2 Efficiency data of active clamp flyback

從圖7可以看出，有源鉗位反激變換器在負載較輕的條件下,效率明顯高于反激變換器；在滿載條件下,反激變換器的效率略低于有源鉗位反激變換器。由于在輕載條件下,開關(guān)管的開關(guān)損耗對效率影響占據(jù)比重較大,有源鉗位反激變換器開關(guān)管能實現(xiàn)ZVS,大大減小了開關(guān)損耗,所以效率明顯高于反激變換器。

圖6 ACF和Flyback效率比較Fig.6 Efficiency comparison between ACF and flyback

3 結(jié)論

分析有源鉗位反激變換器的工作原理,有源鉗位反激變換器(ACF)開關(guān)管實現(xiàn)ZVS,效率高于普通的反激變換器;在中小功率的不間斷電源(UPS)的充電器設計中,有源鉗位反激變換器(ACF)以效率高、熱損耗小、電路簡單可靠而廣泛應用于中小功率UPS的充電器設計中;有源鉗位反激變換器具有功率開關(guān)管電壓應力小、功率開關(guān)管實現(xiàn)ZVS、降低了副邊整流二極管反向恢復引起的關(guān)斷損耗和開關(guān)噪聲等優(yōu)點,在中小功率隔離變換中應用廣泛。